Портал электрических схем!

Общие сведения о устройстве сопряжения микроконтроллера с компьютером посредством интерфейса RS-232

Denis_K — Sat, 07 Sep 2013 19:38:31 GMT

В интерфейсе RS-232 сочетаются средняя скорость обмена, среднее расстояние линии связи, средняя простота программирования, средняя надежность обмена информации и т. п. При этом, подчас, та или иная «средняя» характеристика интерфейса RS-232 иногда на порядок превосходит соответствующую характеристику другого интерфейса.
Интерфейс RS-232 является на настоящий момент едва ли не единственным средством связи между компьютером и микроконтроллером. Учитывая это, такие ведущие фирмы-производители микроконтроллеров, как Analog devices, Texas Instruments, Atmel, Philips и др. стали выпускать микроконтроллеры, которые обладают свойством «программирования-в-системе» (In-System-Programming — ISP) по интерфейсу RS-232. Дело в том, что скорость программирования микроконтроллеров достаточно низкая (намного ниже, чем максимальная скорость обмена RS-232 — 115 200 бод). Эта скорость определяется относительно медленной записью данных в память программ (EEPROM).
В микроконтроллере обмен по интерфейсу RS232 осуществляется по линиям TxD (передатчик) и RxD (приемник). Уровни напряжения на этих линиях соответствуют стандартным (цифровым) уровням напряжения микроконтроллера. Это означает, что уровень напряжения логической единицы соответствует напряжению питания микроконтроллера (3 или 5 В), уровень напряжения логического нуля — нулевому напряжению (или «земле»). Отметим, что для сопряжения со стандартными уровнями напряжения сигналов на линиях интерфейса RS232 (приблизительно равными ±10 В, как было указано ранее) необходимо использовать преобразователи уровней RS232.
Новые преобразователи интерфейса RS-232 обладают несомненным преимуществом (высокая скорость обмена, малые габариты и потребление энергии, а также достаточно низкая стоимость) перед использовавшимися раннее (MAX318X, MAX3190, ADM3202, MAX1406).
Кроме того, переход на 3-вольтовое питание, которое стало поддерживаться многими современными микроконтроллерами, позволил по-новому подойти к использованию стандартных преобразователей интерфейса (например, ADM231L).
Другой пример — двунаправленный преобразователь SN75155 (корпус DIP8), который давно уже не используется, тоже очень удобно применять в таких приложениях. Что касается нестандартных преобразователей интерфейса RS-232, то к ним можно отнести новые КМОП-транзисторы с изолированным затвором p- и n-проводимости (например, BS250, 2N7000 и др.), которые с успехом могут служить приемниками RS-232, так как их затвор (Uзи = ±20 В) без каких-либо дополнительных резисторов может непосредственно контактировать с выходными линиями RS-232 (±10 В).
На рисунке 1 представлены вышеуказанные преобразователи. Кратко охарактеризуем их свойства:

$CUT$

Рисунок 1 — Специализированные микросхемы преобразователей интерфейса RS-232

Микросхема Analog Devices ADM3202 отличается высокой скоростью работы (до 460 кбод); емкости конденсаторов, требуемых для работы преобразователя, не превышают 0,1 мкФ; микросхема может работать и при Vcc = +3 В, и при Vcc = +5 В. Размах сигнала драйвера (передатчика) RS-232 составляет ±10 В (при Vcc = +5 В) и ±6 В (при Vcc = +3 В) при работе на нагрузку в 5 кОм. Сигнал очень чистый, без каких-либо паразитных искажений. Кроме того, ADM3202 отличается пониженным потреблением энергии (особенно при питании от +3 В).
Микросхема ADM231L этой же фирмы тоже работает на скорости 115 кбод (в описании указывается, что максимальная скорость обмена составляет 230 кбод), и емкости конденсаторов не превышают 1,0 мкФ. Размах сигнала драйвера повышен и составляет ±11,5 В при питании от первого источника питания +12 В при работе на нагрузку в 5 кОм. Уникальной особенностью микросхемы является независимость размаха сигнала драйвера от напряжения второго источника питания Vcc. Vcc может быть и +3 В, и +5 В. Сигнал также имеет высокую чистоту без паразитных составляющих. ADM231L отличается пониженным потреблением энергии.
Микросхема MAX1406 от MAXIM отличается высокой скоростью работы (до 230 кбод), повышенным размахом сигнала драйвера (±11,5 В) при работе на нагрузку в 5 кОм, независимостью этого размаха от напряжения Vcc и высокой чистотой сигнала. Микросхема питается от 3 источников питания (V+ = +12 В, V– = –12 В и Vcc: +3 ± +5 В), в связи с чем она не содержит преобразователей напряжения (удвоителей и инверторов напряжения как, например, ADM3202 и ADM231L) и не требует большого количества конденсаторов для работы. Особенностью микросхемы является наличие трех приемников и трех передатчиков, что, как будет видно из дальнейшего изложения, позволяет сопрягать с ее помощью компьютер с микроконтроллером (который может работать как в режиме программирования, так в штатном режиме) без каких-либо дополнительных преобразователей интерфейса RS-232. MAX1406 отличается пониженным потреблением энергии.
Микросхема передатчика RS-232 MAX3190 от MAXIM отличается повышенной скоростью работы (до 460 кбод), имеет размах сигнала драйвера до ±10 В при работе на два входа приемников (на нагрузку в 2,5 кОм) при питающих напряжениях V+ = +12 В и V– = –12 В. Кроме того, она потребляет очень мало энергии при работе и может быть переведена в режим сверхнизкого потребления («спящий» режим). Особенностью микросхемы является уникально малый корпус SOT23-6 размером 3×3 мм.
Микросхемы приемников MAX3181 и MAX3183 работают на сверхвысокой скорости для интерфейса RS-232 (до 1,5 Мбод), отличаются сверхнизким потреблением энергии и уникально малым корпусом SOT23-5 размером 3×3 мм. Микросхема MAX3181 является инвертирующим приемником, как и подавляющее большинство всех микросхем приемников RS-232, а MAX3183 — неинвертирующим, что является уникальным свойством, позволяющим, как будет видно из дальнейшего изложения, напрямую подключать к нему вход RST микроконтроллера с активно низким уровнем (например, P89LPC9XX).
И, наконец, последняя микросхема, которую хотелось бы представить, — микросхема SN75155 от Texas Instruments. Это микросхема, в которой в одном корпусе всего с восемью выводами (DIP8, SOIC8) размещается и приемник, и передатчик. Микросхема не нова, однако мало где применяется и особой популярностью не пользуется. А зря. Микросхема реально работает на высокой скорости (115 кбод), требует всего двух источников питания (V+ = +12 В, V– = –12 В), так как источник питания +5 В встроен. В связи с этим для ее работы не требуется дополнительных конденсаторов для инверторов и удвоителей напряжения (как, например, у ADM3202 и ADM231L). Размах сигнала драйвера составляет ±10 В при работе на два входа приемника (то есть на нагрузку в 2,5 К). Недостатками микросхемы являются стандартное (не пониженное) потребление энергии и невозможность работы с микроконтроллером при питании его от +3 В.
Помимо специализированных микросхем преобразователей интерфейса RS-232, о которых было рассказано выше, существуют электронные компоненты, вообще говоря, не являющиеся преобразователями, но которые можно использовать в качестве таких преобразователей. Ниже представлены такие компоненты. Это КМОП-транзисторы прямой (BS250 от Vishay) и обратной (2N7000 от Fairchild или Vishay) проводимости с изолированным затвором и КМОП-коммутатор DG419 (от Vishay). Внутренняя структура и цоколевка этих компонентов приведена на рисунке 2:

Рисунок 2 — Нетрадиционные преобразователи интерфейса RS-232

Транзисторы выпускаются в корпусе TO-92. Сопротивление транзисторов в открытом состоянии составляет около 10 Ом, максимальный ток стока — чуть более 200 мА, максимальное напряжение «сток–исток» — не более 50–60 В, время включения и выключения — около 10 нс, мощность рассеяния — около 0,5 Вт. Максимальное напряжение «затвор–исток» (Uзи_max) составляет ±20 В. Последнее свойство позволяет подключать затвор транзистора непосредственно к линиям RS-232 (напомню, что сигнал передатчика RS-232 составляет около ±10 ÷ ± 12В), в связи с чем транзисторы могут использоваться в качестве приемников RS-232. Единственное, что необходимо предусмотреть, это нагрузочный резистор номиналом в 5 кОм, который следует подключить между затвором и общим проводом («землей»), так как сопротивление (изолированного) затвора транзисторов составляет сотни MOм, а стандарт RS-232 предусматривает входное сопротивление приемника в 5 кOм.
На рисунке 3 приведены варианты использования КМОП-транзисторов 2N7000 и BS250 в качестве преобразователей интерфейса RS-232 — инвертирующих и неинвертирующих приемников RS-232.

Рисунок 3 — Схемы применения транзисторов 2N7000 и BS250 в качестве приемников интерфейса RS-232

Из рисунка 3 видно, что транзисторы могут использоваться в ключевом режиме как в схемах с общим истоком (классический ключ) — в таком режиме работают инвертирующие приемники, так и с общим стоком (истоковый повторитель) — в таком режиме работают неинвертирующие приемники. Схемы достаточно просты и в особых комментариях не нуждаются.
Проверка работы схем заключалась в подаче на затвор транзистора сигнала меандра частотой 115 200 Гц, сформированного передатчиком микросхемы ADM3202, и наблюдения выходного сигнала. Во всех случаях выходной сигнал представлял собой практически прямоугольный меандр.
Микросхема коммутатора DG419 выпускается в корпусе SOIC8 или DIP8. Напряжения питания V+, V– и VL лежат в следующих пределах: +10 ÷ + 15В, -10 ÷ –15 В и +3 ÷ +5 В соответственно. Сопротивление коммутатора в открытом состоянии составляет около 20 Ом. Коммутатор управляется напряжением, поданным на его управляющий вход (вывод 6). При лог. 1 на управляющем входе выводы 1–8 замыкаются, на что указывает символ «1», стоящий над контактом 8. При лог. 0 замыкаются контакты, связанные с выводами 2–8 (при этом контакты 1–8 размыкаются).
Микросхема Vishay DG419 по своей структуре и функциям не отличается от микросхем Analog Devices ADG419 и MAXIM DG419. Однако есть одно и очень существенное отличие в свойстве управляющего входа. Дело в том, что коммутатор управляется сигналом, поданным на его управляющий вход (6-й вывод), и этот сигнал в коммутаторах ADG419 (Analog Devices) и DG419 (MAXIM) должен строго соответствовать TTL-уровню (лог. 0 — от 0 до +0,8 В, лог. 1— от +2,4 В до +5 В при VL = +5 В, V– = –12 В,V+ = +12 В). При подаче на этот вход управления сигнала ниже 0 В (например, –10 В) эти две микросхемы автоматически коммутируют этот сигнал на «землю», так как оснащены входными диодами, защищающими вход управления от отрицательных напряжений (ниже 0 В). У микросхемы DG419 от Vishay таких ограничительных диодов нет, поэтому при VL = +5 В уровень напряжения управляющего сигнала Uупр. в состоянии лог. 0 должен находиться в пределах от V– до 0,8 В, а в состоянии лог. «1» — в пределах от +2,4 В до V+. Если V+ = +12 В, а V– = –12 В, то при Uупр. = ±10 В (уровни интерфейса RS-232) микросхема прекрасно работает и выполняет свои функции. Кроме того, вход управления можно смело подключать напрямую к сигналам с уровнями RS-232, не боясь, что вход будет закорочен на «землю».
Сопротивление открытого канала коммутатора DG419 Vishay (20 Ом) чуть больше, чем у DG419 MAXIM (4 Ом) и меньше, чем у ADG419 Analog Devices (35 Ом). Стоимость DG419 Vishay примерно в два раза меньше, чем ADG419 и примерно в три раза меньше, чем MAXIM DG419.
Таким образом, DG419 Vishay может работать приемником RS-232. Единственное, что необходимо предусмотреть — нагрузочный резистор в 5 кОм (в соответствии со стандартом RS-232), который необходимо подключить между управляющим входом и общим проводом («землей»), так как входное сопротивление микросхемы составляет несколько МОм (потребление энергии DG419 сверхнизкое). На вход VL можно также подавать не только +5 В, но и +3 В и даже меньше. При этом просто немного поменяется порог срабатывания.
Кроме того, DG419 может работать и как передатчик RS-232. В отличие от специализированной микросхемы передатчика RS-232, у DG419 более крутые фронты (намного круче, чем 30 В/мкс). На расстояниях до 10–15 м (расстояние от компьютера до микроконтроллера) это свойство ни к каким негативным результатам не приводит.
На рисунке 4 приведены примеры использования коммутатора DG419 в качестве преобразователя интерфейса RS-232 — приемника (инвертирующего и неинвертирующего) и передатчика (инвертирующего).

Рисунок 4 — Схемы применения коммутатора DG419 в качестве преобразователя интерфейса RS-232

продолжение

Структурная схема данного устройства представлена на рисунке 1. Принцип действия следующий. Информация о состоянии датчиков поступает на вход АЦП микроконтроллера. Микроконтроллер обрабатывает полученную информацию и выдает ответ о состоянии системы в целом но интефейсу UART на преобразователь уровней.В преобразователе осуществляется преобразование уровней логики ТТL в уровни RS-232. Далее информация поступает на персональный компьютер.

Рисунок 1 — Структурная схема устройства сопряжения

Принципиальная схема выглядит следующим образом:

Рисунок 2 — Принципиальная схема устройства сопряжения

Микросхемы преобразователей уровней интерфейса RS-232 могут преобразовывать стандартный TTL-сигнал в уровни RS-232 и обратно. Если TTL-сигнал преобразовывает преобразовывается в уровни RS-232, то такой преобразователь называется передатчиком RS-232, в противном случае — приемником RS-232. Как передатчик, так и приемник обладают определенными амплитудно-временными характеристиками и, кроме того, нагрузочной способностью. Причем амплитудно-временные характеристики преобразователя в значительной степени зависят от нагрузки (активной и реактивной; как правило, реактивной является емкостная нагрузка), подключаемой к его выходу. Обычно производители подобных микросхем оговаривают максимальную нагрузочную способность конкретного преобразователя или ток, который он может отдать в нагрузку. Кроме того, указывается максимальный размах напряжения на входе преобразователя (это больше относится к приемникам RS-232). Максимальный размах напряжения на входе приемника обычно не должен превышать ±15 В. Во многих преобразователях гарантируется их исправная работа и при значительно больших размахах напряжения (до ±30 В).
Что касается нагрузочной способности как передатчика, так и приемника, то этот параметр очень важен и будет использоваться в дальнейшем. Как правило, ток, отдаваемый в нагрузку как приемником, так и передатчиком, составляет единицы миллиампер (иногда до 10 мА).
Теперь обсудим временные характеристики. На рисунке 3 приведены осциллограммы работы передатчика (слева) и приемника (справа) RS-232, снятые непосредственно с осциллографа.

Рисунок 3 — Осциллограмма работы передатчика и приемника RS-232

На рисунке 4 – более подробные (идеальные) их начертания с указанными временными соотношениями. На верхнем графике рисунок 4, а показана временная диаграмма входного напряжения передатчика, а на нижнем — выходного напряжения передатчика. Как видно из этих двух графиков, общие времена перехода сигнала на выходе передатчика из высокого уровня в низкий уровень (Товн) и с низкого уровня на высокий (Тонв) складываются из соответствующих задержек (Тзвн, Тзнв) и длительностей спада (Твн) и фронта (Тнв): Товн=Тзвн+Твн и Тонв=Тзнв+Тнв. Началом задержек Тзвн и Tзнв считается переход сигнала на входе через значение напряжения, равное 50% амплитуды входного сигнала (у передатчика). Концом — переход напряжения выходного сигнала через уровень 90% и 10% соответственно. Из графиков также видно, как вычисляются длительности фронта и спада выходного сигнала.
На практике Тзш и Ттв по сравнению с Твн и Тнв пренебрежимо малы (исключения составляют некоторые микросхемы, на которые мы обратим в дальнейшем внимание), и ими можно пренебречь.
Что касается длительностей фронта и спада, то у хорошего преобразователя их значения находятся в диапазоне 30-50 В/мкс. Увеличение длительностей фронта и спада может нарушить обмен информацией при большой скорости A15200 бод), а уменьшение – привести к возникновению дополнительных помех, особенно на расстояниях порядка десятков метров и более. Если же обмен информацией идет по достаточно короткому кабелю A—2м), то уменьшение длительностей фронта и спада не приводит к каким-либо негативным результатам.

Рисунок 4 — Типичная передаточная характеристика передатчика (а) и приемника (б) RS-232

Отметим, что длительности фронта и спада, так же, как и амплитуда выходного сигнала передатчика, тесно связаны с нагрузкой, подключаемой к его выходу. При большей нагрузке на передатчик амплитуда выходного сигнала уменьшается, а длительности фронта и спада увеличиваются.
И, наконец, последнее, чем характеризуются преобразователи уровней интерфейса RS-232, это потребление энергии (или потребление тока). В более старых микросхемах, которые, кстати, до сих пор применяются (правда, только в настольных компьютерах) потребление тока может достигать 20, 30 мА и более (иногда — до 60 мА), так как они сконструированы на TTL-элементах (биполярных транзисторах). Современные КМОП-микросхемы преобразователей потребляют ток от долей миллиампер (иногда даже от единиц микроампер) до 1—2 мА.
Для решения задачи преобразования уровней было решено взять готовую микросхему, и так как основными критериями ее выбора, в данном случае, является скорость передачи данных и напряжение питания, было решено использовать ADM202, с напряжением питания 3,3В и скоростью передачи данных 115200 кбит/с.
Далее стоял вопрос по реализации аналового-охранного шлейфа. Он должен иметь четыре основных состояния: «НОРМА», «РАЗРЫВ», «КОРОТКОЕ ЗАМЫКАНИЕ» и «ТРЕВОГА». Для его питания согласно ГОСТ 26342-84 «Средства охранной, пожарной и охранно-пожарной сигнализации», было использовано напряжение 12В. Будем использовать типовую схему (рисунок 5)

Рисунок 5 — Схема охранного шлейфа

Сопротивления резисторов выбираем таким образом, чтобы падение напряжения было разным, для исключения пересечения комбинаций. Таким образом, имеем:
R1=1КОм; R2=0,5КОм; R3=0,1КОм; R4=7КОм; R5=2КОм; R6=5КОм; Rок=0,5Ком.
При режиме работы «НОРМА», падение напряжения на резисторе R4 составит до 7,6 В, это значит что при отсутствии других источников питания, максимальное напряжение на АЦП микроконтроллера составит 4,4 В.
Для обеспечения безопасности микроконтроллера будем использовать стабилитрон с пробивным напряжение 4,8 В, в таком случае, после повреждения шлейфа («РАЗРЫВ»), напряжение на микроконтроллере будет около 5 В.
Для определения состояния шлейфа используется микроконтроллер со встроенным АЦП. Так же микроконтроллер должен иметь встроенный интерфейс приемо-передачи данных UART и супервизор, для того чтобы исключить некорректную работу устройства при падении напряжения питания. Для этих целей был выбран микроконтроллер C8051F330 от компании Silicon Labs.

источник - _make-smart-room.com

Описание шины I2C

Denis_K — Sat, 07 Sep 2013 19:17:17 GMT

Каждый, кто занимался разработкой радиоэлектронной техники, сталкивался с ситуацией, когда для соглассвания уровней сигналов, выборки и адресации функционально-законченных узлов, приходится использовать огромное количество промежуточных ИС.
Для увеличения эффективности, упрощения схемотехнических решений, Philips разработала простую двунаправленную двухпроводную шину для так называемого "межмикросхемного" (inter-IC) управления.
Шина получила название - InterIC, или IIC (I2C) шина.

В настоящее время только Philips производит более 150 наименований I2C-совместимых устройств, функционально предназначенных работы в электронном оборудовании различного назначения. В их числе ИС памяти, видеопроцессоров и модулей обработки аудио- и видео-сигналов, АЦП и ЦАП, драйверы ЖК-индикаторов, процессоры со встоенным аппаратным контроллером I2C шины и многое другое.

I2C шина является одной из модификаций последовательных протоколов обмена данных. В стандартном режиме обеспечивается передача последовательных 8-битных данных со скоростью до 100 кбит/с, и до 400 кбит/с в "быстром" режиме. Для осуществления процесса обмена информацией по I2C шине, используется всего два сигнала линия данных SDA линия синхронизации SCL Для обеспечения реализации двунаправленности шины без применения сложных арбитров шины выходные каскады устройств, подключенных к шине, имеют открытый сток или открытый коллектор для обеспечения функции монтажного "И".

Простая двухпроводная последовательная шина I2C минимизирует количество соединения между ИС, ИС имеют меньше контактов и требуется меньше дорожек. Как результат - печатные платы становятся более простыми и технологичными при изготовлении. Интегрированный I2C-протокол устраняет необходимость в дешифраторах адреса и другой внешней логике согласования.

Максимальное допустимое количество микросхем, подсоединённых к одной шине, ограничивается максимальной емкостью шины 400 пФ.

Встроенный в микросхемы аппаратный алгоритм помехоподавления обеспечивает целостность данных в условиях помех значительной величины.
Все I2C-совместимые устройства имеют интерфейс, который позволяет им связываться друг с другом по шине даже в том случае, если их напряжение питания существенно отличается. На следующем рисунке представлен принцип подключения нескольких ИМС с различными напряжениями питания к одной шине обмена.

$CUT$

Каждое устройство распознается по уникальному адресу и может работать как передатчик или приёмник, в зависимости от назначения устройства.

Кроме того, устройства могут быть классифицированы как ведущие и ведомые при передаче данных. Ведущий - это устройство, которое инициирует передачу данных и вырабатывает сигналы синхронизации. При этом любое адресуемое устройство считается ведомым по отношению к ведущему.

Исходя из спецификации работы шины, в каждый отдельный момент в шине может быть только один ведущий, а именно то устройство, которое обеспечивает формирование сигнала SCL шины. Ведущий может выступать как в роли ведущего-передатчика, так и ведущего-приемника. Тем не менее - шина позволяет иметь несколько ведущих, накладывая определенные особенности их поведения в формировании сигналов управления и контроля состояния шины. Возможность подключения более одного ведущего к шине означает, что более чем один ведущий может попытаться начать пересылку в один и тот же момент времени. Для устранения "столкновений", который может возникнуть в данном случае, разработана процедура арбитража - поведения ведущего при обнаружении "захвата" шины другим ведущим.

Процедура синхронизации двух устройств Эта процедура основана на том, что все I2C-устройства подключаются к шине по правилу монтажного И. В исходном состоянии оба сигнала SDA и SCL находятся в высоком состоянии.

Состояние СТАРТ и СТОП

Процедура обмена начинается с того, что ведущий формирует состояние СТАРТ - ведущий генерирует переход сигнала линии SDA из ВЫСОКОГО состояния в НИЗКОЕ при ВЫСОКОМ уровне на линии SCL. Этот переход воспринимается всеми устройствами, подключенными к шине как признак начала процедуры обмена.

Генерация синхросигнала - это всегда обязанность ведущего; каждый ведущий генерирует свой собственный сигнал синхронизации при пересылке данных по шине.

Процедура обмена завершается тем, что ведущий формирует состояние СТОП - переход состояния линии SDA из низкого состояния в ВЫСОКОЕ при ВЫСОКОМ состоянии линии SCL.

Состояния СТАРТ и СТОП всегда вырабатываются ведущим. Считается, что шина занята после фиксации состояния СТАРТ. Шина считается освободившейся через некоторое время после фиксации состояния СТОП.

При передаче посылок по шине I2C каждый ведущий генерирует свой синхросигнал на линии SCL.

После формирования состояния СТАРТ, ведущий опускает состояние линии SCL в НИЗКОЕ состояние и выставляет на линию SDA старший бит первого байта сообщения. Количество байт в сообщении не ограничено.

Спецификация шины I2C разрешает изменения на линии SDA только при НИЗКОМ уровне сигнала на линии SCL.

Данные действительны и должны оставаться стабильными только во время ВЫСОКОГО состояния синхроимпульса.

Для подтверждения приема байта от ведущего - передатчика ведомым - приемником в спецификации протокола обмена по шине I2C вводится специальный бит подтверждения, выставляемый на шину SDA после приема 8 бита данных.

Подтверждение

Таким образом передача 8 бит данных от передатчика к приемнику завершаются дополнительным циклом (формированием 9-го тактового импульса линии SCL), при котором приемник выставляет низкий уровень сигнала на линии SDA, как признак успешного приема байта.

Подтверждение при передаче данных обязательно. Соответствующий импульс синхронизации генерируется ведущим. Передатчик отпускает (ВЫСОКОЕ) линию SDA на время синхроимпульса подтверждения. Приёмник должен удерживать линию SDA в течение ВЫСОКОГО состояния синхроимпульса подтверждения в стабильном НИЗКОМ состоянии.

В том случае, когда ведомый-приёмник не может подтвердить свой адрес (например, когда он выполняет в данный момент какие-либо функции реального времени), линия данных должна быть оставлена в ВЫСОКОМ состоянии. После этого ведущий может выдать сигнал СТОП для прерывания пересылки данных.

Если в пересылке участвует ведущий-приёмник, то он должен сообщить об окончании передачи ведомому-передатчику путем не подтверждения последнего байта. Ведомый-передатчик должен освободить линию данных для того, чтобы позволить ведущему выдать сигнал СТОП или повторить сигнал СТАРТ.

Синхронизация выполняется с использованием подключения к линии SCL по правилу монтажного И.

Это означает, что ведущий не имеет монопольного права на управление переходом линии SCL из НИЗКОГО состояния ВЫСОКОГО. В том случае, когда ведомому необходимо дополнительное время на обработку принятого бита, он имеет возможность удерживать линию SCL в низком состоянии до момента готовности к приему следующиго бита. Таким образом, линия SCL будет находиться в НИЗКОМ состоянии на протяжении самого длинного НИЗКОГО периода синхросигналов.

Устройства с более коротким НИЗКИМ периодом будут входить в состояние ожидания на время, пока не кончится длинный период. Когда у всех задействованных устройств кончится НИЗКИЙ период синхросигнала, линия SCL перейдет в ВЫСОКОЕ состояние. Все устройства начнут проходить ВЫСОКИЙ период своих синхросигналов. Первое устройство, у которого кончится этот период, снова установит линию SCL в НИЗКОЕ состояние. Таким образом, НИЗКИЙ период синхролинии SCL определяется наидлиннейшим периодом синхронизации из всех задействованных устройств, а ВЫСОКИЙ период определяется самым коротким периодом синхронизации устройств.

Механизм синхронизации может быть использован приемниками как средство управления пересылкой данных на байтовом и битовом уровнях.

На уровне байта, если устройство может принимать байты данных с большой скоростью, но требует определенное время для сохранения принятого байта или подготовки к приему следующего, то оно может удерживать линию SCL в НИЗКОМ состоянии после приема и подтверждения байта, переводя таким образом передатчик в состояние ожидания.

На уровне битов, устройство такое как микроконтроллер без встроенных аппаратных цепей I2C или с ограниченными цепями может замедлить частоту синхроимпульсов путем продления их НИЗКОГО периода. Таким образом скорость передачи любого ведущего адаптируется к скорости медленного устройства.

Адресация в шине I2C

Каждое устройство, подключённое к шине, может быть программно адресовано по уникальному адресу.

Для выбора приемника сообщения ведущий использует уникальный адресную компоненту в формате посылки. При использовании однотипных устройств, ИС часто имеют дополнительный селектор адреса, который может быть реализован как в виде дополнительных цифровых входов селектора адреса, так и в виде аналогового входа. При этом адреса таких однотипных устройств оказываются разнесены в адресном пространстве устройств, подключенных к шине.

В обычном режиме используется 7-битная адресация.

Процедура адресации на шине I2C заключается в том, что первый байт после сигнала СТАРТ определяет, какой ведомый адресуется ведущим для проведения цикла обмена. Исключение составляет адрес "Общего вызова", который адресует все устройства на шине. Когда используется этот адрес, все устройства в теории должны послать сигнал подтверждения. Однако, устройства могут обрабатывать "общий вызов" на практике встречаются редко.

Первые семь битов первого байта образуют адрес ведомого. Восьмой, младший бит, определяет направление пересылки данных. "Ноль" означает, что ведущий будет записывать информацию в выбранного ведомого. "Единица" означает, что ведущий будет считывать информацию из ведомого.

После того, как адрес послан, каждое устройство в системе сравнивает первые семь бит после сигнала СТАРТ со своим адресом. При совпадении устройство полагает себя выбранным как ведомый-приёмник или как ведомый-передатчик, в зависимости от бита направления.

Адрес ведомого может состоять из фиксированной и программируемой части.

Часто случается, что в системе будет несколько однотипных устройств (к примеру ИМС памяти, или драйверов LED-индикаторов), поэтому при помощи программируемой части адреса становится возможным подключить к шине максимально возможное количество таких устройств. Количество программируемых бит в адресе зависит от количества свободных выводов микросхемы. Иногда используется один вывод с аналоговой установкой программируемого диапазона адресов, как это, к примеру, реализовано в ИМС SAA1064. При этом в зависимости от потенциала на этом адресном выводе ИМС, возможно смещение адресного пространства драйвера так, чтобы однотипные ИМС не конфликтовали между собой на общей шине.

Все ИМС, поддерживающие работу в стандарте шины I2C, имеют набор фиксированых адресов, перечень которых указан производителем в описаниях контроллеров.

Комбинация бит 11110ХХ адреса зарезервирована для 10-битной адресации.

В общем виде процесс обмена по шине от момента формирования состояния СТАРТ до состояния СТОП можно проиллюстрировать следующим рисунком :

Как следует из спецификации шины, допускаются как простые форматы обмена, так и комбинированные, когда в промежутке от состояния СТАРТ до состояния СТОП ведущий и ведомый могут выступать и как приемник и как передатчик данных. Комбинированные форматы могут быть использованы, например, для управления последовательной памятью.
Во время первого байта данных можно передавать адрес в памяти, который записывается во внутренний регистр-защелку. После повторения сигнала СТАРТа и адреса ведомого выдаются данные из памяти. Все решения об авто-инкременте или декременте адреса, к которому произошел предыдущий доступ, принимаются конструктором конкретного устройства. Поэтому, в любом случае лучший способ избежать неконтролируемой ситуации на шине перед использованием новой (или ранее не используемой) ИМС следует тщательно изучить ее описание (datasheet), получив его с сайта производителя. Более того, производители часто размещают рядом более подробные инструкции по применению.

В любом случае, по спецификации шины все разрабатываемые устройства должны сбрасывать логику шины при получении сигнала СТАРТ или повторный СТАРТ и подготавливаться к приему адреса.

Тем не менее основные проблемы с использованием I2C шины возникают именно из-за того, что разработчики, "начинающие" работать с I2C шиной не учитывают того факта, что ведущий (часто - микропроцессор) не имеет монопольного права ни на одну из линий шины.

Расширение I2C

Стандартная шина I2C со скоростью передачи данных 100 кбит/с и 7-битным адресом существует уже на протяжении более 10 лет в неизменном виде. Стандартная шина I2C принята повсеместно как стандарт для сотен типов микросхем, выпускаемых фирмой Philips и другими поставщиками. В настоящее время спецификация шины I2C расширена в двух направлениях : увеличение быстродействия и расширение адресного пространства для расширения номенклатуры вновь разрабатываемых устройств.

Введение спецификации "быстрого" режима, позволяющего в четыре раза увеличить скорость передачи данных до 400кБит\сек. Необходимость в этом "расширении" стандарта потребовалось из-за необходимости пересылки больших объемов информации, и, как следствие, необходимость увеличения пропускной способности канала.

Введение спецификации "10-битной адресации", позволяющая использовать 1024 дополнительных адресов, т.к. большинство из 112 адресов, допустимых при 7-битной адресации, уже были использованы более чем один раз. Для предотвращения проблем с размещением адресов новых устройств, желательно иметь большее количество адресных комбинаций. Примерно десятикратное увеличение количества доступных адресов получено при использовании новой 10-битной адресации.

Все новые устройства с I2C интерфейсом работают в быстром режиме. Предпочтительно, они должны уметь принимать и/или передавать данные на скорости 400 кбит/с. Как минимум они должны быть способны входить в синхронизацию в быстром режиме, с тем чтобы снизить скорость передачи (путем удлиннения НИЗКОГО периода SCL) до допустимой величины.

Быстрые устройства как правило совместимы снизу-вверх, что означает их способность работать со стандартными устройствами по медленной шине. Очевидно, что стандартные устройства не способны работать в быстрой шине, потому что они не могут синхронизироваться на высокой скорости и их состояние станет непредсказуемым. Ведомые быстрые устройства могут обладать как 7-битным, так и 10-битным адресом. Однако, 7-битный адрес более предпочтителен, так как его аппаратная реализация более проста и длина посылки меньше. Устройства с 7-битным и 10-битным адресами могут одновременно использоваться на одной шине, независимо от скорости передачи. Как существующие, так и будущие ведущие смогут генерировать и 7-битные, и 10-битные адреса.

В быстром режиме протокол, формат, логические уровни и максимальная емкостная нагрузка линий шины остается неизменными. Алгоритм синхронизации линий SDA и SCL не изменен. Однако, от "быстрых" устройствне требуется совместимости с CBUS-устройствами, так как они не могут работать на высоких скоростях. Входные цепи быстрых устройств должны иметь встроенное подавление выбросов и триггер Шмитта на обоих линиях Выходной буфер быстрых устройств должен иметь каскад с управлением временем заднего фронта линий SDA и SCL. Как правило при пропадании напряжения питания быстрых устройств выводы, подключенные к линиям I2C шины должны переходить в третье состояние . Претерпели изменения схемотехнические решения выходных каскадов для обеспечения времени нарастания переднего фронта (переход из НИЗКОГО состояния в ВЫСОКОЕ). Если для нагрузок шины до 200 пФ эту роль выполняют подтягивающие резисторы, то для нагрузок от 200 пФ до 400 пФ эту функцию выполняет источник тока или схема на переключаемых резисторах, обеспечивающая "форсированое" переключение линий I2C шины.

10-битная адресация также не изменяет формат шины. Для этого используется зарезервированная адресная комбинация 1111ХХХ первых семи бит первого байта. 10-битная адресация не влияет на существующую 7-битную адресацию. Устройства с 7-битной и 10-битной адресацией могут быть подключены к одной шине. Хотя имеются восемь возможных комбинаций последовательности 1111ХХХ, из них используются только четыре - 11110ХХ. Комбинации типа 11111ХХ зарезервированы для дальнейших улучшений шины. Назначение битов первых двух байтов 10-битный адрес формируется из первых двух байтов. Первые семь бит первого байта являются комбинацией вида 11110ХХ, где два младших бита (ХХ) являются двумя старшими (9 и 8) битами 10-битного адреса; восьмой бит первого байта - бит направления.
"Ноль" в этом бите означает, что ведущий собирается записывать информацию в ведомого, а "единица" - что ведущий будет считывать информацию из ведомого. Если бит направления равен "нулю", то второй байт содержит оставшиеся 8 бит 10-битного адреса. Если бит направления равен "единице", то следующий байт содержит данные, переданные с ведомого ведущему.

В заключение следует отметить, что стандарт I2C шины достаточно просто реализует арбитраж столкновений - решает проблему одновременной инициализации обмена по шине несколькими ведущими, при этом без потери данных.

Об этом, и о других, более специфических особенностях применения I2C шины, ее реализации и использовании, можно ознакомиться непосредсвенно на сайте Philips .

источник - _www.itt-ltd.com

SiTime выходит на рынок смартфонов с первыми МЭМС генераторами

Катран — Fri, 06 Sep 2013 20:50:14 GMT

SiTime Enters Smartphone Market with First MEMS Oscillator

SiTime Corporation представила семейство МЭМС генераторов с частотой настройки 32.768 кГц. Предназначенные для замены традиционных кварцевых резонаторов в таких мобильных устройствах, как смартфоны и планшетные компьютеры, приборы серии SiT15xx позволяют на 85% уменьшить требуемую площадь печатной платы и вдвое сократить потребление энергии. При этом по уровню надежности новые генераторы превосходят приборы на основе кварца в 15 раз.

«Новаторские решения SiTime в области МЭМС и аналоговых схем позволяют совершить революционный скачок в развитии систем синхронизации после десятилетий доминирования кварцевых приборов. Разработчики крупных инфраструктурных проектов и создатели бытовой электроники уже получают прибыль от замечательной комбинации высочайших технических характеристик, низкой цены и высокой надежности наших изделий», – сказал Рэджеш Вэшист (Rajesh Vashist), исполнительный директор SiTime. – «Теперь мы даем возможность воспользоваться этими преимуществами стремительно растущему рынку мобильной связи. Упорство и целеустремленность уже позволили нам занять 80% рынка МЭМС устройств синхронизации, а с новым семейством SiT15xx мы продолжим укреплять свое лидерство».

Семейство SiT153x заменяет кварцевые резонаторы и работает от стабилизированного источника питания напряжением от 1.2 до 3.63 В, что прекрасно согласуется с напряжениями батареек типа «таблетка» или ионисторов, используемых в смартфонах в качестве резервных источников. Семейство SiT154x также предназначено для замены кварцевых резонаторов, но рассчитано на нестабилизированное питание от Li-Ion батареи с напряжением от 2.7 до 4.5 В. Некоторые дополнительные характеристики приборов перечислены ниже.

SiT1532/42 – первые в отрасли МЭМС генераторы с частотой настройки 32.768 кГц в корпусе CSP (корпус по размеру кристалла) с габаритами 1.5 × 0.8 мм
SiT1533/43 – МЭМС генераторы с частотой настройки 32.768 кГц в корпусе размером 2.0 × 1.2 мм, совместимом по выводам с кварцевыми генераторами
SiT1534/44 – генераторы с частотой настройки, программируемой в диапазоне 1 Гц … 32.768 кГц, в корпусах обоих типов (CSP 1.5 × 0.8 мм или 2.0 × 1.2 мм)

Блок-схема генератора SiT1544

Все эти приборы выгодно отличаются от кварцевых резонаторов, прежде всего, следующими особенностями:

Существенно меньшая площадь, занимаемая на печатной плате: корпус CSP экономит до 85% площади, по сравнению с корпусом 2012, и до 70% по сравнению с самыми миниатюрными из доступных сегодня кварцевых приборов
Больше функций на одном кристалле: генератор заменяет кварцевые резонаторы, но не нуждается в нагрузочных конденсаторах, занимает минимальное место на плате и обеспечивает более надежный запуск системы при экстремальных температурах
Исключительная экономия энергии: типовой ток потребления 0.75 мкА вдвое меньше, чем у эквивалентных изделий на основе кварца
Наименьшая толщина, идеальная для смартфонов: 0.55 мм
Лучшая стабильность частоты: ±20 ppm при комнатной температуре и ±100 ppm в диапазоне –40 °C … +85 °C
Высочайшая механическая стойкость – в 30 раз выше, чем у кварцевых резонаторов
Более высокая надежность: среднее время наработки на отказ 500 млн. часов – в 15 раз больше, чем для приборов на основе кварца

Семейство SiT15xx найдет применение не только в смартфонах. Генераторы прекрасно подойдут для любого устройства, критичного к размерам и уровню потребляемой мощности – от часов и персональных систем мониторинга физического состояния, до беспроводных клавиатур и компьютерных мышей.

Пока предлагаются инженерные образцы новых приборов. Цены сообщаются по индивидуальным запросам.

Перевод: AlexAAN по заказу РадиоЛоцман

http://www.sitime.com/news/press-releases/436-sitime-enters-smartphone-market-with-first-mems-oscillator

ТЕХНИКА РАЗВОДКИ ПЕЧАТНЫХ ПЛАТ (часть1)

Denis_K — Fri, 08 Mar 2013 10:48:09 GMT

ОБЩИЕ СООБРАЖЕНИЯ

Из-за существенных отличий аналоговой схемотехники от цифровой, аналоговая часть схемы должна быть отделена от остальной части, а при ее разводке должны соблюдаться особые методы и правила. Эффекты, возникающие из-за неидеальности характеристик печатных плат, становятся особенно заметными в высокочастотных аналоговых схемах, но погрешости общего вида, описанные в этой статье, могут оказывать воздействие на качественные характеристики устройств, работающих даже в звуковом диапазоне частот.

Намерением этой статьи является обсуждение распространенных ошибок, совершаемых разработчиками печатных плат, описание воздействия этих ошибок на качественные показатели и рекомендации по разрешению возникших проблем. $CUT$

Печатная плата - компонент схемы

Лишь в редких случаях печатная плата аналоговой схемы может быть разведена так, чтобы вносимые ею воздействия не оказывали никакого влияния на работу схемы. В то же время, любое такое воздействие может быть минимизировано так, чтобы характеристики аналоговой схемы устройства были такими же, как и характеристики модели и прототипа.

Макетирование

Разработчики цифровых схем могут скорректировать небольшие ошибки на изготовленной плате, дополняя ее перемычками или, наоборот, удаляя лишние проводники, внося изменения в работу программируемых микросхем и т.п., переходя очень скоро к следующей разработке. Для аналоговой схемы дело обстоит не так. Некоторые из распространенных ошибок, обсуждаемых в этой статье, не могут быть исправлены дополнением перемычек или удалением лишних проводников. Они могут и будут приводить в нерабочее состояние печатную плату целиком.

Очень важно для разработчика цифровых схем, использующего такие способы исправления, прочесть и понять материал, изложенный в этой статье, заблаговременно, до передачи проекта в производство. Немного внимания, уделенного при разработке, и обсуждение возможных вариантов помогут не только предотвратить превращение печатной платы в утильсырье, но и уменьшить стоимость из-за грубых ошибок в небольшой аналоговой части схемы. Поиск ошибок и их исправление может привести к потерям сотен часов. Макетирование может сократить это время до одного дня или менее. Макетируйте все свои аналоговые схемы.

Источники шума и помех

Шум и помехи являются основнымм элементами, ограничивающими качественные характеристики схем. Помехи могут как излучаться источниками, так и наводиться на элементы схемы. Аналоговая схема часто располагается на печатной плате вместе с быстродействующими цифровыми компонентами, включая цифровые сигнал-процессоры (DSP).

Высокочастотные логические сигналы создают значительные радиочастотные помехи (RFI). Количество источников излучения шума огромно: ключевые источники питания цифровых систем, мобильные телефоны, радио и телевидение, источники питания ламп дневного света, персональные компьютеры, грозовые разряды и т.д. Даже если аналоговая схема работает в звуковом частотном диапазоне, радиочастотные помехи могут создавать заметный шум в выходном сигнале.

КАТЕГОРИИ ПЕЧАТНЫХ ПЛАТ

Выбор конструкции печатной платы является важным фактором, определяющим механические характеристики при использовании устройства в целом. Для изготовления печатных плат используются материалы различного уровня качества. Наиболее подходящим и удобным для разработчика будет, если изготовитель печатных плат находится неподалеку. В этом случае легко осуществить контроль удельного сопротивления и диэлектрической постоянной - основных параметров материала печатной платы. К сожалению, этого бывает недостаточно и часто необходимо знание других параметров, таких как воспламеняемость, высокотемпературная стабильность и коэффициент гигроскопичности. Эти параметры может знать только производитель компонентов, используемых при производстве печатных плат.

Слоистые материалы обозначаются индексами FR (flame resistant, сопротивляемость к воспламенению) и G. Материал с индексом FR-1 обладает наибольшей горючестью, а FR-5 - наименьшей. Материалы с индексами G10 и G11 обладают особыми характеристиками. Материалы печатных плат приведены в табл. 1

Категория	Компоненты, комментарии
FR-1	бумага, фенольная композиция: прессование и штамповка при комнатной температуре, высокий коэффициент гигроскопичности
FR-2	бумага, фенольная композиция: применимый для односторонних печатных плат бытовой техники, невысокий коэффициент гигроскопичности
FR-3	бумага, эпоксидная композиция: разработки с хорошими механическими и электрическими характеристиками
FR-4	стеклоткань, эпоксидная композиция: прекрасные механические и электрические свойства
FR-5	стеклоткань, эпоксидная композиция: высокая прочность при повышенных температурах, отсутствие воспламенения
G10	стеклоткань, эпоксидная композиция: высокие изоляционные свойства, наиболее высокая прочность стеклоткани, низкий коэффициент гигроскопичности
G11	стеклоткань, эпоксидная композиция: высокая прочность на изгиб при повышенных температурах, высокая сопротивляемость растворителям

Не используйте печатную плату категории FR-1. Есть много примеров использования печатных плат FR-1, на которых имеются повреждения от теплового воздействия мощных компонентов. Печатные платы этой категории более похожи на картон.

FR-4 часто используется при изготовлении промышленного оборудования, в то время, как FR-2 используется в производстве бытовой техники. Эти две категории стандартизованы в промышленности, а печатные платы FR-2 и FR-4 часто подходят для большинства приложений. Но иногда неидеальность характеристик этих категорий заставляет использовать другие материалы. Например, для очень высокочастотных приложений в качестве материала печатных плат используются фторопласт и даже керамика. Однако, чем экзотичнее материал печатной платы, тем выше может быть цена.

При выборе материала печатной платы обращайте особое внимание на его гигроскопичность, поскольку этот параметр може оказать сильный негативный эффект на желаемые характеристики платы - поверхностное сопротивление, утечки, высоковольтные изоляционные свойства (пробои и искрения) и механическая прочность. Также обращайте внимание на рабочую температуру. Участки с высокой температурой могут встречаться в неожиданных местах, например, рядом с большими цифровыми интегральными схемами, переключения которых происходят на высокой частоте. Если такие участки расположены непосредственно под аналоговыми компонентами, повышение температуры может сказаться на изменении характеристик аналоговой схемы.

После того, как материал печатной платы выбран, необходимо определить толщину фольги печатной платы. Этот параметр в первую очередь выбирается исходя из максимальной величины протекающего тока. По возможности, старайтесь избегать применения очень тонкой фольги.

КОЛИЧЕСТВО СЛОЕВ ПЕЧАТНОЙ ПЛАТЫ

В зависимости от общей сложности схемы и качественных требований разработчик должен определить количество слоев печатной платы.

Однослойные печатные платы

Очень простые электронные схемы выполняются на односторонних платах с использованием дешевых фольгированных материалов (FR-1 или FR-2) и часто имеют много перемычек, напоминая двухсторонние платы. Такой способ создания печатных плат рекомендуется только для низкочастотных схем. По причинам, которые будут описаны ниже, односторонние печатные платы в большой степени восприимчивы к наводкам. Хорошую одностороннюю печатную плату достаточно сложно разработать из-за многих причин. Тем не менее хорошие платы такого типа встречаются, но при их разработке требуется очень многое обдумывать заранее.

Двухслойные печатные платы

На следующем уровне стоят двухсторонние печатные платы, которые в большинстве случаев используют в качестве материала подложки FR-4, хотя иногда встречается и FR-2. Применение FR-4 более предпочтительнее, поскольку в печатных платах из этого материала отверстия получаются более лучшего качества. Схемы на двухсторонних печатных платах разводятся гораздо легче, т.к. в двух слоях проще осуществить разводку пересекающихся трасс. Однако для аналоговых схем пересечение трасс выполнять не рекомендуется. Где возможно, нижний слой (bottom) необходимо отводить под полигон земли, а остальные сигналы разводить в верхнем слое (top). Использование полигона в качестве земляной шины дает несколько преимуществ:

общий провод является наиболее часто подключаемым в схеме проводом; поэтому резонно иметь "много" общего провода для упрощения разводки.

увеличивается механическая прочность платы.
уменьшается сопротивление всех подключений к общему проводу, что, в свою очередь, уменьшает шум и наводки.
увеличивается распределенная емкость для каждой цепи схемы, помогая подавлять излучаемый шум.
полигон, являющийся экраном, подавляет наводки, излучаемые источниками, располагающимися со стороны полигона.

Двухсторонние печатные платы, несмотря на все свои преимущества, не являются лучшими, особенно для малосигнальных или высокоскоростных схем. В общем случае, толщина печатной платы, т.е. расстояние между слоями металлизации, равняется 1,5 мм, что слишком много для полной реализации некоторых преимуществ двухслойной печатной платы, приведенных выше. Распределенная емкость, например, слишком мала из-за такого большого интервала.

Многослойные печатные платы

Для ответственных схемотехнических разработок требуются многослойные печатные платы (МПП). Некоторые причины их применения очевидны:

такая же удобная, как и для шины общего провода, разводка шин питания; если в качестве шин питания используются полигоны на отдельном слое, то довольно просто с помощью переходных отверстий осуществить подводку питания к каждому элементу схемы;
сигнальные слои освобождаются от шин питания, что облегчает разводку сигнальных проводников;
между полигонами земли и питания появляется распределенная емкость, которая уменьшает высокочастотный шум.

Кроме этих причин применения многослойных печатных плат существуют другие, менее очевидные:

лучшее подавление электромагнитных (EMI) и радиочастотных (RFI) помех благодаря эффекту отражения (image plane effect), известному еще во времена Маркони. Когда проводник размещается близко к плоской проводящей поверхности, большая часть возвратных высокочастотных токов будет протекать по плоскости непосредственно под проводником. Направление этих токов будет противоположно направлению токов в проводнике. Таким образом, отражение проводника в плоскости создает линию передачи сигнала. Поскольку токи в проводнике и в плоскости равны по величине и противоположны по направлению, создается некоторое уменьшение излучаемых помех. Эффект отражения эффективно работает только при неразрывных сплошных полигонах (ими могут быть как полигоны земли, так и полигоны питания). Любое нарушение целостности будет приводить к уменьшению подавления помех.
снижение общей стоимости при мелкосерийном производстве. Несмотря на то, что изготовление многослойных печатных плат обходится дороже, их возможное излучение меньше, чем у одно- и двухслойных плат. Следовательно, в некоторых случаях применение лишь многослойных плат позволит выполнить требования по излучению, поставленные при разработке, и не проводить дополнительных испытаний и тестирований. Применение МПП может снизить уровень излучаемых помех на 20 дБ по сравнению с двухслойными платами.

Порядок следования слоев

У неопытных разработчиков часто возникает некоторое замешательство по поводу оптимального порядка следования слоев печатной платы. Возьмем для примера 4-слойную палату, содержащую два сигнальных слоя и два полигонных слоя - слой земли и слой питания. Какой порядок следования слоев лучший? Сигнальные слои между полигонами, которые будут служить экранами? Или же сделать полигонные слои внутренними, чтобы уменьшить взаимовлияние сигнальных слоев?

При решении этого вопроса важно помнить, что часто расположение слоев не имеет особого значения, поскольку все равно компоненты располагаются на внешних слоях, а шины, подводящие сигналы к их выводам, порой проходят через все слои. Поэтому любые экранные эффекты представляют собой лишь компромисс. В данном случае лучше позаботиться о создании большой распределенной емкости между полигонами питания и земли, расположив их во внутренних слоях.

Другим преимуществом расположения сигнальных слоев снаружи является доступность сигналов для тестирования, а также возможность модификации связей. Любой, кто хоть раз изменял соединения проводников, располагающихся во внутренних слоях, оценит эту возможность.

Для печатных плат с более, чем четырьмя слоями, существует общее правило располагать высокоскоростные сигнальные проводники между полигонами земли и питания, а низкочастотным отводить внешние слои.

ЗАЗЕМЛЕНИЕ

Хорошее заземление - общее требование насыщенной, многоуровневой системы. И оно должно планироваться с первого шага дизайнерской разработки.

Основное правило: разделение земли

Разделение земли на аналоговую и цифровую части - один из простейших и наиболее эффективных методов подавления шума. Один или более слоев многослойной печатной платы обычно отводится под слой земляных полигонов. Если разработчик не очень опытен или невнимателен, то земля аналоговой части будет непосредственно соединена с этими полигонами, т.е. аналоговый возвратный ток будет использовать такую же цепь, что и цифровой возвратный ток. Авторазводчики работают примерно также и объединяют все земли вместе.

Если переработке подвергается ранее разработанная печатная плата с единым земляным полигоном, объединяющим аналоговую и цифровую земли, то необходимо сначала физически разделить земли на плате (после этой операции работа платы становится практически невозможной). После этого прозводятся все подключения к аналоговому земляному полигону компонентов аналоговой схемы (формируется аналоговая земля) и к цифровому земляному полигону компонентов цифровой схемы (формируется цифровая земля). И лишь после этого в источнике производится объединение цифровой и аналоговой земли.

Другие правила формирования земли:

Шины питания и земли должны находится под одним потенциалом по переменному току, что подразумевает использование конденсаторов развязки и распределенной емкости.
Не допускайте перекрытий аналоговых и цифровых полигонов (рис. 1). Располагайте шины и полигоны аналогового питания над полигоном аналоговой земли (аналогично для шин цифрового питания). Если в каком-либо месте существует перекрытие аналогового и цифрового полигона, распределенная емкость между перекрывающимися участками будет создавать связь по переменному току, и наводки от работы цифровых компонентов попадут в аналоговую схему. Такие перекрытия аннулируют изоляцию полигонов.

Разделение не означает электрической изоляции аналоговой от цифровой земли (рис. 2). Они должны соединяться вместе в каком-то, желательно одном, низкоимпедансном узле. Правильная, с точки зрения земли, система имеет только одну землю, которая является выводом заземления для систем с питанием от сетевого переменного напряжения или общим выводом для систем с питанием от постоянного напряжения (например, аккумулятора). Все сигнальные токи и токи питания в этой схеме должны возвращаться к этой земле в одну точку, которая будет служить системной землей. Такой точкой может быть вывод корпуса устройства. Важно понимать, что при подсоединении общего вывода схемы к нескольким точкам корпуса могут образовываться земляные контуры. Создание единственной общей точки объединения земель является одним из наиболее трудных аспектов системного дизайна.
По возможности разделяйте выводы разъемов, предназначенные для передачи возвратных токов - возвратные токи должны объединяться только в точке системной земли. Старение контактов разъемов, а также частая расстыковка их ответных частей приводит к увеличению сопротивления контактов, следовательно, для более надежной работы необходимо использование разъемов с некоторым количеством дополнительных выводов. Сложные цифровые печатные платы имеют много слоев и содержат сотни или тысячи проводников. Добавление еще одного проводника редко создает проблему в отличие от добавляемых дополнительных выводов разъемов. Если это не удается сделать, то необходимо создавать два проводника возвратного тока для каждой силовой цепи на плате, соблюдая особые меры предосторожности.
Важно отделять шины цифровых сигналов от мест на печатной плате, где расположены аналоговые компоненты схемы. Это предполагает изоляцию (экранирование) полигонами, создание коротких трасс аналоговых сигналов и внимательное размещение пассивных компонентов при наличии рядом расположенных шин высокоскоростных цифровых и ответственных аналоговых сигналов. Шины цифровых сигналов должны разводиться вокруг участков с аналоговыми компонентами и не перекрываться с шинами и полигонами аналоговой земли и аналогового питания. Если этого не делать, то разработка будет содержать новый непредусмотренный элемент - антенну, излучение которой будет воздействовать на высокоимпедансные аналоговые компоненты и проводники (рис. 3). Почти все сигналы тактовых частот являются достаточно высокочастотными сигналами, поэтому даже небольшие емкости между трассами и полигонами могут создавать значительные связи. Необходимо помнить, что не только основная тактовая частота может вызывать проблему, но и ее высшие гармоники.
Хорошей концепцией является размещение аналоговой части схемы вблизи к входным/выходным соединениям платы. Разработчики цифровых печатных плат, использующие мощные интегральные схемы, часто склонны разводить шины шириной 1 мм и длиной несколько сантиметров для соединения аналогововых компонентов, полагая, что малое сопротивление трассы поможет избавиться от наводок. То, что при этом получается, представляет собой протяженный пленочный конденсатор, на который будут наводиться паразитные сигналы от цифровых компонентов, цифровой земли и цифрового питания, усугубляя проблему.

Пример хорошего размещения компонентов

На рисунке 4 показан возможный вариант размещения всех компонентов на плате, включая источник питания. Здесь используются три отделенных друг от друга и изолированных полигона земли/питания: один для источника, один для цифровой схемы и один для аналоговой. Цепи земли и питания аналоговой и цифровой частей объединяются только в источнике питания. Высокочастоный шум отфильтровывается в цепях питания дросселями. В этом примере высокочастотные сигналы аналоговой и цифровой частей отнесены друг от друга. Такой дизайн имеет очень высокую вероятность на благоприятный исход, поскольку обеспечено хорошее размещение компонентов и следование правилам разделения цепей.

Имеется лишь один случай, когда необходимо объединение аналоговых и цифровых сигналов над областью полигона аналоговой земли. Аналого-цифровые и цифро-аналоговые преобразователи размещаются в корпусах с выводами аналоговой и цифровой земли. Принимая во внимание предыдущие рассуждения, можно предположить, что вывод цифровой земли и вывод аналоговой земли должны быть подключенны к шинам цифровой и аналоговой земли соответственно. Однако в данном случае это не верно.

Названия выводов (аналоговый или цифровой) относятся лишь к внутренней структуре преобразователя, к его внутренним соединениям. В схеме эти выводы должны быть подключены к шине аналоговой земли. Соединение может быть выполнено и внутри интегральной схемы, однако получить низкое сопротивление такого соединения довольно сложно из-за топологических ограничений. Поэтому при использовании преобразователей предполагается внешнее соединение выводов аналоговой и цифровой земли. Если этого не сделать, то параметры микросхемы будут значительно хуже приведенных в спецификации.

Необходимо учитывать то, что цифровая элементы преобразователя могут ухудшать качественные характеристики схемы, привнося цифровые помехи в цепи аналоговой земли и аналогового питания. При разработке преобразователей учитывается это негативное воздействие так, чтобы цифровая часть потребляла как можно меньше мощности. При этом помехи от переключений логических элементов уменьшаются. Если цифровые выводы преобразователя не сильно нагружены, то внутренние переключения обычно не вызывают особых проблем. При разработке печатной платы, содержащей АЦП или ЦАП, необходимо должным образом отнестись к развязке цифрового питания преобразователя на аналоговую землю.

ЧАСТОТНЫЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ ПАССИВНЫХ КОМПОНЕНТОВ

Для правильной работы аналоговых схем весьма важен правильный выбор пассивных компонентов. Начинайте дизайнерскую разработку с внимательного рассмотрения высокочастотных характеристик пассивных компонентов и предварительного размещения и компоновки их на эскизе платы.

Большое число разработчиков совершенно игнорируют частотные ограничения пассивных компонентов при использовании в аналоговой схемотехнике. Эти компоненты имеют ограниченные частотные диапазоны и их работа вне специфицированной частотной области может привести к непредсказуемым результатам. Кто-то может подумать, что это обсуждение касается только высокоскоростных аналоговых схем. Однако, это далеко не так - высокочастотные сигналы достаточно сильно воздействуют на пассивные компоненты низкочастотных схем посредством излучения или прямой связи по проводникам. Например, простой низкочастотный фильтр на операционном усилителе может легко превращаться в высокочастотный фильтр при воздействии на его вход высокой частоты.

Резисторы

Высокочастотные характеристики резисторов могут быть представлены эквивалентной схемой, приведенной на рисунке 5.

Обычно применяются резисторы трех типов: 1) проволочные, 2) углеродные композитные и 3) пленочные. Не надо иметь много воображения, чтобы понять, как проволочный резистор может превращаться в индуктивность, поскольку он представляет собой катушку с проводом из высокоомного металла. Большинство разработчиков электронных устройств не имеют понятия о внутренней структуре пленочных резисторов, которые также представляют собой катушку, правда, из металлической пленки. Поэтому пленочные резисторы также обладают индуктивностью, которая меньше, чем у проволочных резисторов. Пленочные резисторы с сопротивлением не более 2 кОм можно свободно использовать в высокочастотных схемах. Выводы резисторов параллельны друг другу, поэтому между ними существует заметная емкостная связь. Для резисторов с большим сопротивлением межвыводная емкость будет уменьшать полный импеданс на высоких частотах.

Конденсаторы

Высокочастотные характеристики конденсаторов могут быть представлены эквивалентной схемой, приведенной на рисунке 6.

Конденсаторы в аналоговых схемах используются в качестве элементов развязки и фильтрующих компонентов. Для идеального конденсатора реактивное сопротивление определяется по следующей формуле:

Следовательно, электролитический конденсатор емкостью 10 мкФ будет обладать сопротивлением 1,6 Ом на частоте 10 кГц и 160 мкОм на частоте 100 МГц. Так ли это?

В действительности, никто никогда не видел электролитического конденсатора с реактивным сопротивлением 160 мкОм. Обкладки пленочных и электролитических конденсаторов представляют собой свитые слои фольги, которые создают паразитную индуктивность. Эффект собственной индуктивности у керамических конденсаторов значительно меньше, что позволяет использовать их при работе на высоких частотах. Кроме этого, конденсаторы обладают током утечки между обкладками, который эквивалентен включенному параллельно их выводам резистору, добавляющему свое паразитное воздействие к воздействию последовательно включенного сопротивления выводов и обкладок. К тому же, электролит не является идеальным проводником. Все эти сопротивления складываясь создают эквивалентное последовательное сопротивление (ESR). Конденсаторы, используемые в качестве развязок должны обладать малым ESR, поскольку последовательное сопротивление ограничивает эффективность подавления пульсаций и помех. Повышение рабочей температуры довольно значительно увеличивает эквивалентное последовательное сопротивление и может привести к ухудшению характеристик конденсатора. Поэтому, если предполагается использование алюминиевого электролитического конденсатора при повышенной рабочей температуре, то необходимо использовать конденсаторы соответствующего типа (105°С).

Выводы конденсатора также вносят свой вклад в увеличение паразитной индуктивности. Для малых значений емкости важно оставлять длину выводов короткой. Сочетание паразитных индуктивности и емкости может создать резонансный контур. Полагая, что выводы имеют индуктивность порядка 8 нГн на один сантиметр длины, конденсатор емкостью 0,01 мкФ с выводами длиной по одному сантиметру будет иметь резонансную частоту около 12,5 МГц. Этот эффект известен инженерам, которые десятилетия назад разрабатывали электронные вакуумные приборы. Тот, кто восстанавливает антикварные радиоприемники и не знает об этом эффекте, сталкивается с множеством проблем.

При использовании электролитических конденсаторов необходимо следить за правильным подключением. Положительный вывод должен быть подключен к более положительному постоянному потенциалу. Неправильное подключение приводит к протеканию через электролитический конденсатор постоянного тока, что может вывести из строя не только сам конденсатор, но и часть схемы.

В редких случаях разность потенциалов по постоянному току между двумя точками в схеме может менять свой знак. Это требует применения неполярных электролитических конденсаторов, внутренняя структура которых эквивалентна двум полярным конденсаторам, соединенным последовательно.

Индуктивности

Высокочастотные характеристики индуктивностей могут быть представлены эквивалентной схемой, приведенной на рисунке 7.

Реактивное сопротивление индуктивности описывается следующей формулой:

Следовательно, индуктивность 10 мГн будет обладать реактивным сопротивлением 628 Ом на частоте 10 кГц, а на частоте 100 МГц - сопротивлением 6,28 МОм. Верно?

В действительности, не существует индуктивности с реактивным сопротивлением 6,28 МОм. Природу возникновения паразитного сопротивления легко понять - витки катушки выполнены из провода, обладающего некоторым сопротивлением на единицу длины. Паразитная емкость воспринимается труднее до тех пор, пока не принять во внимание то, что следующий виток катушки расположен вплотную к предыдущему, и между близко расположенными проводниками возникает емкостная связь. Паразитная емкость ограничивает верхнюю рабочую частоту. Небольшие проволочные индуктивности начинают становиться неэффективными в диапазоне 10...100 МГц.

Печатная плата

Сама печатная плата обладает характеристиками рассмотренных выше пассивных компонентов, правда, не столь очевидными.

Рисунок проводников на печатной плате может быть как источником, так и приемником помех. Хорошая разводка проводников уменьшает чувствительность аналоговой схемы к излучению источников.

Печатная плата восприимчива к излучению, поскольку проводники и выводы компонентов образовывают своеобразные антенны. Теория антенн представляет собой достаточно сложный предмет для изучения и не рассматривается в этой статье. Тем не менее, некоторые основы здесь приводятся.

Немного из теории антенн

Одним из основных типов антенн является штырь или прямой проводник. Такая антенна работает, потому что прямой проводник обладает паразитной индуктивностью и поэтому может концентрировать и улавливать излучение от внешних источников. Полный импеданс прямого проводника имеет резистивную (активную) и индуктивную (реактивную) составляющие:

На постоянном токе или низких частотах преобладает активная составляющая. При повышении частоты реактивная составляющая становится все более и более значимой. В диапазоне от 1 кГц до 10 кГц индуктивная составляющая начинает оказывать влияние, и проводник более не является низкоомным соединителем, а скорее выступает как катушка индуктивности.

Формула для расчета индуктивности проводника печатной платы выглядит следующим образом

Обычно, трассы на печатной плате обладают значениями от 6 нГн до 12 нГн на сантиметр длины. Например, 10-сантиметровый проводник обладает сопротивлением 57 мОм и индуктивностью 8 нГн на см. На частоте 100 кГц реактивное сопротивление становится равным 50 мОм, а на более высоких частотах проводник будет представлять собой скорее индуктивность, чем активное сопротивление.

Правило штыревой антенны гласит, что она начинает ощутимо взаимодействовать с полем при своей длине около 1/20 от длины волны, а максимальное взаимодействие происходит при длине штыря, равной 1/4 от длины волны. Поэтому 10-сантиметровый проводник из примера в предыдущем параграфе начнет становиться довольно хорошей антенной на частотах выше 150 МГц. Необходимо помнить, что несмотря на то, что генератор тактовой частоты цифровой схемы может и не работать на частоте выше 150 МГц, в его сигнале всегда присутствуют высшие гармоники. Если на печатной плате присутствуют компоненты со штыревыми выводами значительной длины, то такие выводы также могут служить антеннами.

Другой основной тип антенн - петлевые антенны. Индуктивность прямого проводника сильно увеличивается, когда он изгибается и становится частью дуги. Увеличивающаяся индуктивность понижает частоту, на которой начинает происходить взаимодействие антенны с линиями поля.

Опытные дизайнеры печатных плат, достаточно хорошо разбирающиеся в теории петлевых антенн, знают, что нельзя создавать петли для критичных сигналов. Некоторые разработчики, однако, не задумываются об этом, и проводники возвратного и сигнального тока в их схемах представляют собой петли. Создание петлевых антенн легко показать на примере (рис. 8). Кроме того, здесь показано и создание щелевой антенны.

Рассмотрим три случая:

Вариант A - пример скверного дизайна. В нем вовсе не используется полигон аналоговой земли. Петлевой контур формируется земляным и сигнальным проводником. При прохождении тока возникают электрическое и перпендикулярное ему магнитное поля. Эти поля образовывают основу петлевой антенны. Правило петлевой антенны гласит, что для наибольшей эффективности длина каждого проводника должна быть равно половине длины волны принимаемого излучения. Однако, следует не забывать, что даже при 1/20 от длины волны петлевая антенна все еще остается достаточно эффективной.

Вариант Б лучше варианта A, но здесь присутствует разрыв в полигоне, вероятно, для создания определенного места для разводки сигнальных проводников. Пути сигнального и возвратного токов образуют щелевую антенну. Другие петли образуются в вырезах вокруг микросхем.

Вариант В - пример лучшего дизайна. Пути сигнального и возвратного тока совпадают, сводя на нет эффективность петлевой антенны. Заметьте, что в этом варианте также присутствуют вырезы вокруг микросхем, но они отделены от пути возвратного тока.

Теория отражения и согласования сигналов находится близко к теории антенн.

Когда проводник печатной платы поворачивает на угол 90° может возникнуть отражение сигнала. Это происходит, главным образом, из-за изменения ширины пути прохождения тока. В вершине угла ширина трассы увеличивается в 1.414 раза, что приводит к рассогласованию характеристик линии передачи, особенно распределенной емкости и собственной индуктивности трассы. Довольно часто необходимо повернуть на печатной плате трассу на 90°. Многие современные CAD-пакеты позволяют сглаживать углы проведенных трасс или проводить трассы в виде дуги. На рисунке 9 показаны два шага улучшения формы угла. Только последний пример поддерживает постоянной ширину трассы и минимизирует отражения.

Совет для опытных разводчиков печатных плат: оставляйте процедуру сглаживания на последний этап работ перед созданием каплеобразных выводов и заливкой полигонов. Иначе, CAD-пакет будет производить сглаживание дольше из-за более сложных вычислений.

ПАРАЗИТНЫЕ ЭФФЕКТЫ ПЕЧАТНОЙ ПЛАТЫ

Между проводниками печатной платы, находящимися на разных слоях, возникает емкостная связь, когда они пересекаются. Иногда это может создать проблему. Проводники, находящиеся друг над другом на смежных слоях, создают длинный пленочный конденсатор. Емкость такого конденсатора расчитывается по формуле, приведенной на рисунке 10.

Например, печатная плата может обладать следующими параметрами:
- 4 слоя; сигнальный и слой полигона земли - смежные,
- межслойный интервал - 0,2 мм,
- ширина проводника - 0,75 мм,
- длина проводника - 7,5 мм.

Типовое значение диэлектрической постоянной ER для FR-4 равняется 4.5.

Подставив все значения в формулу, получим значение емкости между этими двумя шинами, равное 1,1 пФ. Даже такая, казалось бы, небольшая емкость для некоторых приложений является недопустимой. Рисунок 11 иллюстрирует эффект от емкости в 1 пФ, возникающий при подключении ее к инвертирующему входу высокочастотного операционного усилителя.

Видно, что происходит удвоение амплитуды выходного сигнала на частотах, близких к верхнему пределу частотного диапазона ОУ. Это, в свою очередь, может привести к генерации, особенно на рабочих частотах антенны (выше 180 МГц).

Этот эффект порождает многочисленные проблемы, для решения которых, тем не менее, существует много способов. Самый очевидный из них - уменьшение длины проводников. Другой способ - уменьшение их ширины. Нет причины применения проводника такой ширины для подводки сигнала к инвертирующему входу, т.к. по этому проводнику протекает очень небольшой ток. Уменьшение длины трассы до 2,5 мм, а ширины до 0,2 мм приведет к уменьшению емкости до 0,1 пФ, а такая емкость уже не приведет к столь значительному подъему частотной характеристики. Еще один способ решения - удаление части полигона под инвертирующим входом и проводником, подходящим к нему.

Инвертирующий вход операционного усилителя, особенно, высокоскоростного, в большой степени склонен к генерации в схемах с высоким коэффициентом усиления. Это происходит из-за нежелательной емкости входного каскада ОУ. Поэтому, крайне важно уменьшить паразитную емкость и располагать компоненты обратной связи настолько близко к инвертирующему входу насколько это возможно. Если, несмотря на принятые меры, происходит возбуждение усилителя, то необходимо пропорционально уменьшить сопротивления резисторов обратной связи для изменения резонансной частоты цепи. Также может помочь и увеличение резисторов, правда, значительно реже, т.к. эффект возбуждения зависит и от импеданса схемы. При изменении резисторов обратной связи нельзя забывать и об изменении емкости корректирующего конденсатора. Также нельзя забывать и о том, что при уменьшении сопротивлении резисторов увеличивается потребляемая мощность схемы.

Ширину проводников печатной платы невозможно бесконечно уменьшить. Предельная ширина определяется как технологическим процессом, так и толщиной фольги. Если два проводника проходят близко друг к другу, то между ними образуется емкостная и индуктивная связь (рис. 12)

Зависимости, описывающие эти паразитные эффекты, достаточно сложны, чтобы их приводить в этой статье, но их можно найти в литературе, посвященной линиям передачи и полосковым линиям.

Сигнальные проводники не должны разводиться параллельно друг другу, исключая случаи разводки дифференциальных или микрополосковых линий. Зазор между проводниками должен быть минимум в три раза больше ширины проводников.

Емкость между трассами в аналоговых схемах может создать затруднения при больших сопротивлениях резисторов (несколько МОм). Относительно большая емкостная связь между инвертирующим и неинвертирующим входами операционного усилителя легко может привести к самовозбуждению схемы.

Всякий раз, когда при разводке печатной платы появляется необходимость в создании переходного отверстия, т.е. межслойного соединения (рис. 13), необходимо помнить, что при этом возникает также паразитная индуктивность. При диаметре отверстия после металлизации d и длине канала h индуктивность можно вычислить по следующей приближенной формуле:

Например, при d=0,4 мм и h=1,5 мм (достаточно распространенные величины) индуктивность отверстия равна 1,1 нГн.

Имейте в виду, что индуктивность отверстия вместе с такой же паразитной емкостью формируют резонансный контур, что может сказаться при работе на высоких частотах. Собственная индуктивность отверстия достаточно мала, и резонансная частота находится где-то в гигагерцовом диапазоне, но если сигнал в течение своего пути вынужден проходить через несколько переходных отверстий, то их индуктивности складываются (последовательное соединение), а резонансная частота понижается. Вывод: старайтесь избегать большого числа переходных отверстий при разводке ответственных высокочастотных проводников аналоговых схем. Другое негативное явление: при большом количестве переходных отверстий в полигоне земли могут создаваться петлевые участки. Наилучшая аналоговая разводка - все сигнальные проводники располагаются на одном слое печатной платы.

Кроме рассмотренных выше паразитных эффектов существуют еще такие, которые связаны с недостаточно чистой поверхностью платы.

Помните, что, если в схеме присутствуют большие сопротивления, то особое внимание следует уделить очистке платы. На заключительных операциях изготовления печатной платы должны удаляться остатки флюса и загрязнений. В последнее время при монтаже печатных плат достаточно часто применяются водорастворимые флюсы. Являясь менее вредными, они легко удаляются водой. Но при этом отмывка платы недостаточно чистой водой может привести к дополнительным загрязнениям, которые ухудшают диэлектрические характеристики. Следовательно, очень важно производить отмывку печатной платы с высокоимпедансной схемой свежей дистиллированой водой.

Источник - _http://www.elart.narod.ru/articles/article11/article11.htm

ТЕХНИКА РАЗВОДКИ ПЕЧАТНЫХ ПЛАТ (часть2)

Denis_K — Fri, 08 Mar 2013 10:48:03 GMT

РАЗВЯЗКА СИГНАЛОВ

Как уже отмечалось, помехи могут проникать в аналоговую часть схемы через цепи питания. Для уменьшения таких помех применяются развязывающие (блокировочные) конденсаторы, уменьшающие локальный импеданс шин питания.

Если необходимо развести печатную плату, на которой имеются и аналоговая, и цифровая части, то необходимо иметь хотя бы небольшое представление об электрических характеристиках логических элементов.

Типовой выходной каскад логического элемента содержит два транзистора, последовательно соединенные между собой, а также между цепями питания и земли (рис. 14).

$CUT$

Эти транзисторы в идеальном случае работают строго в противофазе, т.е. когда один из них открыт, то в этот же момент времени второй закрыт, формируя на выходе либо сигнал логической единицы, либо логического нуля. В установившемся логическом состоянии потребляемая мощность логического элемента невелика.

Ситуация кардинально меняется, когда выходной каскад переключается из одного логического состояния в другое. В этом случае в течение короткого промежутка времени оба транзистора могут быть открыты одновременно, а ток питания выходного каскада сильно увеличивается, поскольку уменьшается сопротивление участка пути тока от шина питания до шины земли через два последовательно соединенных транзистора. Потребляемая мощность скачкообразно возрастает, а затем также убывает, что приводит к локальному изменению напряжения питания и возникновению резкого, кратковременного изменения тока. Такие изменения тока приводят к излучению радиочастотной энергии. Даже на сравнительно простой печатной плате может быть десятки или сотни рассмотренных выходных каскадов логических элементов, поэтому суммарный эффект от их одновременной работы может быть очень большим.

Невозможно точно предсказать диапазон частот, в котором будут находиться эти выбросы тока, поскольку частота их возникновения зависит от множества причин, в том числе и от задержки распространения переключений транзисторов логического элемента. Задержка, в свою очередь, также зависит от множества случайных причин, возникающих в процессе производства. Шум от переключений имеет широкополосное распределение гармонических составляющих во всем диапазоне. Для подавления цифрового шума существует несколько способов, применение которых зависит от спектрального распределения шума.

В таблице 2 представлены максимальные рабочие частоты для распространенных типов конденсаторов.

Тип	Максимальная частота
алюминиевый электролитический	100 кГц
танталовый электролитический	1 МГц
слюдяной	500 МГц
керамический	1 ГГц

Из таблицы очевидно, что танталовые электролитические конденсаторы применяются для частот ниже 1 МГц, на более высоких частотах должны применяться керамические конденсаторы. Необходимо не забывать, что конденсаторы имеют собственный резонанс и их неправильный выбор может не только не помочь, но и усугубить проблему. На рисунке 15 показаны типовые собственные резонансы двух конденсаторов общего применения - 10 мкФ танталового электролитического и 0,01 мкФ керамического.

Реальные характеристики могут отличаться у различных производителей и даже от партии к партии у одного производителя. Важно понимать, что для эффективной работы конденсатора подавляемые им частоты должны находиться в более низком диапазоне, чем частота собственного резонанса. В противном случае характер реактивного сопротивления будет индуктивным, а конденсатор перестанет эффективно работать.

Не стоит заблуждаться относительно того, что один 0,1 мкФ конденсатор будет подавлять все частоты. Небольшие конденсаторы (10 нФ и менее) могут работать более эффективно на более высоких частотах.

Развязка питания ИС

Развязка питания интегральных схем с целью подавления высокочастотного шума состоит в применении одного или нескольких конденсаторов, подключенных между выводами питания и земли. Важно, чтобы проводники, соединяющие выводы с конденсаторами, были короткими. Если это не так, то собственная индуктивность проводников будет играть заметную роль и сводить на нет выгоды от применения развязывающих конденсаторов.

Развязывающий конденсатор должен быть подключен к каждому корпусу микросхемы, независимо от того, сколько операционных усилителей находится внутри корпуса - 1, 2 или 4. Если ОУ питается двухполярным питанием, то, само собой разумеется, что развязывающие конденсаторы должны располагаться у каждого вывода питания. Значение емкости должно быть тщательно выбрано в зависимости от типа шума и помех, присутствующих в схеме.

В особо сложных случаях может появиться необходимость добавления индуктивности, включенной последовательно с выводом питания. Индуктивность должна располагаться до, а не после конденсаторов.

Другим, более дешевым способом является замена индуктивности резистором с малым сопротивлением (10...100 Ом). При этом вместе с развязывающим конденсатором резистор образует низкочастотный фильтр. Этот способ уменьшает диапазон питания операционного усилителя, который к тому же становится более зависимым от потребляемой мощности.

Обычно для подавления низкочастотных помех в цепях питания бывает достаточно применить один или несколько алюминиевых или танталовых электролитических конденсаторов у входного разъема питания. Дополнительный керамический конденсатор будет подавлять высокочастотные помехи от других плат.

РАЗВЯЗКА ВХОДНЫХ И ВЫХОДНЫХ СИГНАЛОВ

Множество шумовых проблем является результатом непосредственного соединения входных и выходных выводов. В результате высокочастотных ограничений пассивных компонентов реакция схемы на воздействие высокочастотного шума может быть достаточно непредсказуемой.

В ситуациии, когда частотный диапазон наведенного шума в значительной степени отличается от частотного диапазона работы схемы, решение просто и очевидно - размещение пассивного RC-фильтра для подавления высокочастотных помех. Однако, при применении пассивного фильтра надо быть осторожным: его характеристики (из-за неидеальности частотных характеристик пассивных компонентов) утрачивают свои свойства на частотах, в 100...1000 раз превышающих частоту среза (f3db). При использовании последовательно соединенных фильтров, настроенных на разные частотные диапазоны, более высокочастотный фильтр должен быть ближайшим к источнику помех. Индуктивности на ферритовых кольцах также могут применяться для подавления шума; они сохраняют индуктивный характер сопротивления до некоторой определенной частоты, а выше их сопротивление становится активным.

Наводки на аналоговую схему могут быть настолько большими, что избавиться (или, по крайней мере, уменьшить) от них возможно только с помощью применения экранов. Для эффективной работы они должны быть тщательно спроектированы так, чтобы частоты, создающие наибольшие проблемы, не смогли попасть в схему. Это означает, что экран не должен иметь отверстия или вырезы с размерами, большими, чем 1/20 длины волны экранируемого излучения. Хорошая идея отводить достаточное место под предполагаемый экран с самого начала проектирования печатной платы. При использовании экрана можно дополнительно использовать ферритовые кольца (или бусинки) для всех подключений к схеме.

КОРПУСА ОПЕРАЦИОННЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ

В одном корпусе обычно размещаются один, два или четыре операционных усилителя (рис. 16).

Одиночный ОУ часто также имеет дополнительные входы, например, для регулировки напряжения смещения. Сдвоенные и счетверенные ОУ имеют лишь инвертирующий и неинвертирующий входы и выход. Поэтому при необходимости иметь дополнительные регулировки надо применять одиночные операционные усилители. При использовании дополнительных выводов необходимо помнить, что по своей структуре они являются вспомогательными входами, поэтому управление ими должно осущуствляться аккуратно и в соответствии с рекомендациями производителя.

В одиночном ОУ выход располагается на противоположной стороне от входов. Это может создать затруднение при работе усилителя на высоких частотах из-за протяженных проводников обратной связи. Один из путей преодоления этого состоит в размещении усилителя и компонентов обратной связи на разных сторонах печатной платы. Это, однако, приводит к как минимум двум дополнительным отверстиям и вырезам в полигоне земли. Иногда стоит использовать сдвоенный ОУ для разрешения данной проблемы, даже если второй усилитель не используется (при этом его выводы должны быть подключены должным образом). Рисунок 17 иллюстрирует уменьшение длины проводников цепи обратной связи для инвертирующего включения.

Сдвоенные ОУ особенно часто используются в стереофонических усилителях, а счетверенные - в схемах многокаскадных фильтров. Однако, в этом есть довольно значительный минус. Несмотря на то, что современная технология обеспечивает приличную изоляцию между сигналами усилителей, расположенных на одном кремниевом кристалле, между ними все же существуют некоторые перекрестные помехи. Если необхомимо иметь очень малую величину таких помех, то необходимо использовать одиночные операционные усилители. Перекрестные помехи возникают не только при использовании сдвоенных или счетверенных усилителей. Их источником может служить очень близкое расположение пассивных компонентов разных каналов.

Сдвоенные и счетверенные ОУ, кроме вышесказанного, позволяют осуществить более плотный монтаж. Отдельные усилители как бы зеркально расположены друг относительно друга (рис. 18).

На рисунках 17 и 18 показаны не все подключения, требуемые для нормальной работы, например, формирователь среднего уровня при однополярном питании. На рисунке 19 приведена схема такого формирователя при использовании счетверенного усилителя.

На схеме показаны все необходимые подключения для реализации трех независимых инвертирующих каскадов. Необходимо обратить внимание на то, что проводники формирователя половины напряжения питания располагаются непосредственно под корпусом интегральной схемы, что позволяет уменьшить их длину. Этот пример иллюстрирует не то, как должно быть, а то, что должно быть сделано. Напряжение среднего уровня, например, могло бы быть единым для всех четырех усилителей. Пассивные компоненты могут быть соответствующего размера. Например, планарные компоненты типоразмера 0402 соответствуют расстоянию между выводами стандартного корпуса SO. Это позволяет сделать длину проводников очень короткой для высокочастотных приложений.

Типы корпусов операционных усилителей включают в себя, в основном, DIP (dual-in-line) и SO (small-outline). Вместе с уменьшением размера корпуса уменьшается и шаг выводов, что позволяет применять меньшие по размеру пассивные компоненты. Уменьшение размеров схемы в целом уменьшает паразитные индуктивности и позволяет работать на более высоких частотах. Однако это приводит также к возникновению более сильных перекрестных помех из-за увеличения емкостной связи между компонентами и проводниками.

ОБЪЕМНЫЙ И ПОВЕРХНОСТНЫЙ МОНТАЖ

При размещении операционных усилителей в корпусах типа DIP и пассивных компонентов с проволочными выводами требуется наличие на печатной плате переходных отверстий для их монтажа. Такие компоненты в настоящее время используются, когда нет особых требований к размерам печатной платы; обычно они стоят дешевле, но стоимость печатной платы в процессе изготовления возрастает из-за сверловки дополнительных отверстий под выводы компонентов.

Кроме того, при использовании навесных компонентов увеличиваются размеры платы и длины проводников, что не позволяет работать схеме на высоких частотах. Переходные отверстия обладают собственной индуктивностью, что также накладывает ограничения на динамические характеристики схемы. Поэтому навесные компоненты не рекомендуется применять для реализации высокочастотных схем или для аналоговых схем, размещенных поблизости с высокоскоростными логическими схемами.

Некоторые разработчики, пытаясь уменьшить длину проводников, размещают резисторы вертикально. С первого взгляда может показаться что, это сокращает длину трассы. Однако при этом увеличивается путь прохождения тока по резистору, а сам резистор представляет собой петлю (виток индуктивности). Излучающая и принимающая способность возрастает многократно.

При поверхностном монтаже не требуется размещения отверстия под каждый вывод компонента. Однако возникают проблемы при тестирования схемы, и приходится использовать переходные отверстия в качестве контрольных точек, особенно при применении компонентов малого типоразмера.

НЕИСПОЛЬЗУЕМЫЕ СЕКЦИИ ОУ

При использовании сдвоенных и счетверенных операционных усилителей в схеме некоторые их секции могут остаться незадействованными и должны быть в этом случае корректно подключены. Ошибочное подключение может привести к увеличению потребляемой мощности, большему нагреву и большему шуму используемых в этом же корпусе ОУ. Выводы неиспользумых операционных усилителей могут быть подключены так, как изображено на рис. 20а. Подключение выводов с дополнительными компонентами (рис. 20б) позволит легко использовать этот ОУ при наладке.

ЗАКЛЮЧЕНИЕ

Помните следующие основные моменты и постоянно соблюдайте их при проектировании и разводке аналоговых схем.

Общие:
думайте о печатной плате как о компоненте электрической схемы;
имейте представление и понимание об источниках шума и помех;
моделируйте и макетируйте схемы.

Печатная плата:
используйте печатные платы только из качественного материала (например, FR-4);
схемы, выполненные на многослойных печатных платах, на 20 дБ менее восприимчивее к внешним помехам, чем схемы, выполненные на двухслойных платах;
используйте разделенные, неперекрывающиеся полигоны для различных земель и питаний;
располагайте полигоны земли и питания на внутренних слоях печатной платы.

Компоненты:
осознавайте частотные ограничения, вносимые пассивными компонентами и проводниками платы;
старайтесь избегать вертикального размещения пассивных компонентов в высокоскоростных схемах;
для высокочастотных схем используйте компоненты, предназначенные для поверхностного монтажа;
проводники должны быть чем короче, тем лучше;
если требуется большая длина проводника, то уменьшайте его ширину;
неиспользуемые выводы активных компонентов должны быть правильно подключены.

Разводка:
размещайте аналоговую схему вблизи разъема питания;
никогда не разводите проводники, передающие логические сигналы, через аналоговую область платы, и наоборот;
проводники, подходящие к инвертирующему входу ОУ, делайте короткими;
удостоверьтесь, что проводники инвертирующего и неинвертирующего входов ОУ не располагаются параллельно друг другу на большом протяжении;
старайтесь избегать применения лишних переходных отверстий, т.к. их собственная индуктивность может привести к возникновению дополнительных проблем;
не разводите проводники под прямыми углами и сглаживайте вершины углов, если это возможно.

Развязка:
используйте правильные типы конденсаторов для подавления помех в цепях питания;
для подавления низкочастотных помех и шумов используйте танталовые конденсаторы у входного разъема питания;
для подавления высокочастотных помех и шумов используйте керамические конденсаторы у входного разъема питания;
используйте керамические конденсаторы у каждого вывода питания микросхемы; если необходимо, используйте несколько конденсаторов для разных частотных диапазонов;
если в схеме происходит возбуждение, то необходимо использовать конденсаторы с меньшим значением емкости, а не большим;
в трудных случаях в цепях питания используйте последовательно включенные резисторы малого сопротивления или индуктивности;
развязывающие конденсаторы аналогового питания должны подключаться только к аналоговой земле, а не к цифровой.

мсточник - _http://www.elart.narod.ru/articles/article11/article11.htm

Шунтирование конденсатора блока питания резистором

Denis_K — Tue, 05 Mar 2013 19:44:57 GMT

Рассмотрим работу типичного выходного каскада усилителя мощности в классе АВ. Часто выходной каскад питается от одного мощного источника питания, а раскачка от другого, с большим значением напряжения. При открытии нижней половины выходного каскада, верхняя половина закрывается и, при некотором значении выходного тока, может закрыться полностью. При этом ток потребления от источника питания может сойти до нуля.

Теперь вспомним, что для выпрямления используются диоды. У них падение напряжения при небольших токах имеет заметный скачек. Если попытаться нарисовать напряжение на выходе такого выпрямителя, то получится примерно следующая картина.

$CUT$

Подъем напряжения в желтой области обусловлен как снижением падения напряжения на диодах выпрямителя, так и с выпрямлением маломощных помех в трансформаторе и питающей сети. В зеленой области напряжение достаточно линейно спадает с возрастанием нагрузки в соответствии с выходным сопротивлением источника питания. Красная зона - перегрузка, напряжение может спадать быстрее, из-за повышения уровня потерь в элементах блока питания.
Пусть наше плечо выходного повторителя закрылось. Тогда, если частота сигнала ниже частоты сети, то произойдет скачек напряжения на выходе блока питания. При его потреблении на следующей полуволне характер источника на время изменится, поскольку будут работать только конденсаторы, а только потом подхватит ток выпрямитель. Если частота сигнала выше частоты в выпрямителе, то уровень кроссмодуляции между сигналом и выпрямленным напряжением станет заметно выше, причем спектр обогатится высшими гармониками.
Теперь, если зашунтировать конденсатор блока питания резистором с таким рабочим током, что попадем на границу зеленой зоны, то дифференциальное выходное сопротивление источника питания (равное углу наклона нагрузочной кривой) будет оставаться ровным при отсечке тока потребления.
Конечно не надо забывать, что такой резистор еще ставится в целях безопасности при обслуживании и наладке усилителя, что бы конденсаторы разряжались и не могли привести к поражению током.

оригинал статьи - http://musatoffcv.narod.ru/Secrets/Shuntirovanie.htm

Снижение тепловых искажений дифкаскада

Denis_K — Tue, 05 Mar 2013 19:36:04 GMT

Рассмотрим дифкаскад, построенный по каскодной схеме, показанный на первом рисунке 1. Такой каскад часто применяют во входных цепях разнообразных усилителей. Чаще всего, он применяется для заведения сигнала ООС. При этом входной сигнал подается на базу VT1, а сигнал ООС на базу VT2. В начальном состоянии, токи через транзисторы одинаковы и на них рассеивается одинаковая тепловая мощность
Pнач = I1 * V1 / 2
Теперь, пусть входной сигнал изменит ток первого транзистора на dI. Тогда мощность, рассеиваемая на нем станет
P1 = (I1 / 2 + dI) * V1
А мощность рассеиваемая на втором транзисторе станет
P2 = (I1 / 2 - dI) * V1
Т.е. теплорассеяние на одном транзисторе увеличилось, а на другом снизилось. Это приводит к разбалансу температур кристаллов транзисторов. Разбаланс температур приводит к появлению напряжения смещения и ошибке вычитания входных сигналов. Эта ошибка возникает на нестационарных сигналах или на низкочастотных сигналах. В таких проявлениях она не страшна. Однако на реальных музыкальных сигналах, когда среднечастотные составляющие наложены на медленные низкочастотные, ошибка, вызванная прохождением низкочастотной составляющей вызывает ошибку в передаче огибающей среднечастотной составляющей. А такая ошибка хорошо замечается слухом в виде потери естественности звучания и естественности передачи натуральных инструментов.
Что бы избежать появления таких тепловых искажений, надо сделать так, что бы изменение тока через транзистор сопровождалось бы изменением напряжения на нем. Рассмотрим схему на рисунке 2.$CUT$

Увеличение тока через транзистор VT1 приведет к возрастанию падения напряжения на резисторе R1, что может скомпенсировать увеличение тока и оставить мощность рассеяния на транзисторе на прежнем уровне. Посчитаем.
Pнач = I1 / 2 * (U1 - I1 / 2 * R )
P1 = (I1 / 2 + dI) * (U1 - (I1 / 2 + dI) * R)
dP = dI * U1 - 2 * (I1 / 2) * R * dI - R * dI * dI
Приравняем dP нулю, что и означает неизменность теплорассеяния. А, так же, проигнорируем квадратичный член R * dI * dI, считая, что он гораздо меньше остальных. Тогда получаем:
U1 * dI = I1 * R * dI, сокращаем dI и получаем:
U1 = I1 * R или R = U1 / I1
Т.е. резистор должен быть такого номинала, что на нем будет падать половина напряжения U1 (поскольку ток I1 делится пополам между транзисторами). Поскольку мы проигнорировали квадратичный член, то компенсация изменения рассеиваемой мощности будет не полная. Однако, если полезный сигнал составляет одну десятую от начального тока (а реально бывает еще меньше), то изменения рассеиваемой мощности будут в 10 раз меньше. Причем уровень колебаний мощности будет квадратично падать с уровнем сигнала.
К некоторому недостатку этой схемы можно отнести увеличение входной емкости каскада, за счет появления сигнала на коллекторе первого и второго транзисторов. Но реально, такая прибавка оказывается не критичная.

Отдельно обращу внимание. При использовании дифкаскада в схеме неинвертирующего усилителя, кроме модуляции тока транзисторов есть еще модуляция падения напряжения синхронно со входным сигналом. В этом случае компенсация теплорассеяния происходить не будет. Что бы восстановить правильную работу схемы, надо привязать источник опорного напряжения V1 не к земле, а к сигналу, как это описано в секрете про компенсацию входной емкости дифкаскада.

оригинал статьи - _http://musatoffcv.narod.ru/Secrets/HeatDistorsionInDifcascad.htm

Нейтрализация входной емкости дифкаскада

Denis_K — Tue, 05 Mar 2013 19:29:24 GMT

Рассмотрим дифкаскад из следующего рисунка. Изначально дифкаскад должен состоять из транзисторов T1 и T2, а так же источника тока I2. Пусть затвор транзистора T2 заземлен. Входная емкость по затвору транзистора T1 считается как сумма половины емкости ЗИ плюс емкость ЗС умноженная на коэффициент усиления каскада плюс 1. Для снижения входной емкости и расширения полосы усиления каскада стандартно используется каскодная схема на транзисторах T3 и T4. При этом базы этих транзисторов фиксируют по уровню постоянного напряжения. Часто такая схема используется во входных каскадах усилителей с ОООС, подающейся на затвор транзистора T2. За счет этой ОООС происходит компенсация части входной емкости от емкости ЗИ. Коэффициент подавления этого члена равен глубине действующей ООС. Таким образом оставшийся, после введения какода член входной емкости равный емкости ЗС становится доминирующим. Что бы и его скомпенсировать, надо сделать так, что бы стоки входных транзисторов двигались по напряжению синхронно с затворами. В связи с наличием ООС истоки транзисторов дифкаскада как раз находятся под нужным сигналом достаточной мощности. Введем дополнительный источник тока I1 и резистор R1. Теперь базы транзисторов T3 и T4 находятся под нужным сигналом. Падение напряжения от источника тока I1 на резисторе R1 создает постоянную составляющую напряжения на стоке входных транзисторов. Для сохранения режима необходимо увеличить амплитуду тока источника I2 на ток источника I1. По сравнению со схемами с конденсатором, используемым для подачи переменного сигнала такой вольтдобавки, здесь глубина ПОС снижается в ВЧ области за счет делителя, состоящего из резистора R1 и входной емкости транзисторов T3 и T4. Это обеспечивает сохранение устойчивости схемы на ВЧ.$CUT$

оригинал статьи - _http://musatoffcv.narod.ru/Secrets/NeytralizationCin.htm

Режим класса "АА" в усилителях "Technics"

Denis_K — Tue, 05 Mar 2013 15:15:10 GMT

Современные тенденции развития акустических излучателей (громкоговорителей) классов "Hi-Fi", "High End", "Домашний театр" предъявляют соответствующие повышенные требования и к звукоусилительной воспроизводящей аппаратуре. К сожалению, им не всегда отвечают даже аналоговые усилители, разработанные в последние годы. И вполне правомерно, что эта аппаратура нуждается в дальнейшем усовершенствовании. Вот как подошли к решению этой проблемы разработчики концерна Matsushita при пересмотре концепции построения усилителей мощности звуковой частоты, известных во всем мире под торговой маркой "Technics".

Стремление улучшить параметры усилителей мощности, критический анализ уже выпускаемой продукции привели конструкторов концерна к необходимости пересмотреть уже существующие до сего времени принципы проектирования УМЗЧ. Прежде всего обратили внимание на то, что выполнение некоторыми каскадами усилителей одновременно нескольких функций, хотя и минимизирует число используемых элементов, является в то же время причиной проявления разного рода искажений. Выявился и еще один важный момент в процессе создания конструкции: раньше при проведении тестовых испытаний больше внимания уделяли контролю выходного напряжения на нагрузке. Оказалось же, что одновременно следует контролировать и протекающий через нагрузку ток. В силу реактивного характера нагрузки поведение напряжения и тока, особенно в режимах переходных процессов, различно. Это продемонстрировано на эпюрах осциллограмм, приведенных на рис.1 (на примере коммутируемого синусоидального сигнала). Как видно из осциллограмм, они заметно различаются.

Рис.1

Следующая задача состояла в том, чтобы оценить степень различия (на реальных воспроизводимых сигналах) и предложить систему компенсации. Так появился режим усиления, который впоследствии был назван режимом "АА". Это название не следует отождествлять с выбором рабочей точки активного элемента, например транзистора. $CUT$

Конструкторами был предложен вариант, основанный на применении двух источников, работающих на общую нагрузку. На рис. 2 представлен основной принцип усиления в его новой концепции. Как уже давно известно, наилучшими параметрами обладают усилители, работающие в режиме класса "А". Они имеют небольшие искажения, не требуют применения глубоких обратных связей, что, в свою очередь, благоприятно отражается на общей стабильности и качестве работы, особенно в моменты возникновения переходных процессов. Однако у этого режима есть один неприятный момент - работа с большими токами покоя и соответственно необходимость отвода значительного количества тепла от активных элементов. Поэтому, несмотря на достоинства такого режима, фирмы-изготовители аппаратуры воспроизведения отдают ему предпочтение не столь часто, и только в усилителях с небольшой выходной мощностью.

Рис.2

В противоположность режиму "А", режим усиления класса "В" имеет неплохие энергетические показатели, но из-за отсечек тока плеч двухтактного выходного каскада возникают те самые неприятные моменты переходных процессов, приводящие к появлению искажений сигнала.

Предлагаемый вариант усилителя режима "АА" (подчеркиваем - работы усилителя, а не класса усиления) как будто удачно сочетает достоинства обоих классов усиления при их одновременном управлении нагрузкой. В момент максимума сигнала нагрузкой управляет усилитель мощности А2, работающий в режиме усиления класса "В", а при минимальных сигналах управление нагрузкой берет на себя усилитель напряжения А1, работающий в режиме усиления класса "А". Таким образом сочетаются максимально достижимая мощность в пиках сигнала без влияния постоянной составляющей, с одной стороны, и высокая линейность при переключении плеч выходного каскада усилителя мощности - с другой.

Принимая во внимание, что величина входного импеданса усилителя мощности А2 тока весьма велика, можно провести анализ работы устройства. В состоянии покоя мост уравновешен. Предположим, что на неинвертирующем входе усилителя напряжения А1 появляется положительный полупериод входного сигнала. Изменение напряжения на выходе этого усилителя становится причиной нарушения баланса моста в течение времени увеличения напряжения в точке А, от которой сигнал одновременно подается на неинвертирующий вход усилителя А2. Усилитель А2 стремится к уравниванию величины напряжений в точках А и В, вызывая протекания токов соответствующих величин через плечи с резисторами R1 и R2, а также R3 и R4.

В этом случае ток I1, протекающий от усилителя А1, начнет уменьшаться, а когда напряжение на нагрузке возрастает, он вызывает уменьшение разницы напряжения между входами усилителя А1. Усилитель А1 управляет, таким образом, изменением потенциала точки А и одновременно отслеживает напряжение на звуковой головке ВА1. Если напряжение в точке А не имеет искажений, то и на звуковой головке их тоже не будет. Такова теория.

На практике все сложнее. Многоступенчатый усилитель А2 имеет несколько иной импульсный отклик по сравнению с упрощенным усилителем А1 при чрезвычайно малых токах. Это требует внесения в схему моста некоторых модификаций, которые смогут обеспечить его работу в широком диапазоне частот.

Рис.3

Схемотехническое решение сочетания двух усилителей и нагрузки представляет собой мостовое устройство, показанное на рис. 3. Это - фрагмент промышленной конструкции модели "Technics SE-A100" производства Японии. В левые части моста, через которые протекает ток нагрузки, включены резисторы с малыми сопротивлениями для снижения падения напряжения на них. Параллельное включение нескольких резисторов (R7, R8 и R9 - R12) преследует цель снижения их паразитной индуктивности. Подключение катушки L1 продиктовано необходимостью компенсации токов самоиндукции в широком диапазоне частот.

Рис.4

Переменный резистор R4 совместно с конденсатором СЗ служит для обеспечения фазовых коррекций на высоких частотах, а С4 и С5 - для устранения влияния постоянной составляющей.

Усилитель, работающий в режиме "АА", характеризуется чрезвычайно малыми нелинейными искажениями (типовое значение <0,005%), а также великолепными фазовыми характеристиками. На рис. 4 представлены вектограммы продуктов искажений для транзисторных усилителей обычного типа (вверху) и работающего в режиме "АА" (внизу).

По материалам журнала "Radioelektronic Audio-Hi-Fi-Video"

Примечание редакции журнала "Радио".

Редакции не удалось установить, какой из усилителей фирмы Technics в Польше носит название "SE-A100". На российском рынке одним из первых усилителей подобного типа был "SE-A1000". Он получил заслуженное признание любителей высококачественного воспроизведения, хотя его стоимость в то время была немалой (правда, все же меньше, чем ставшие "модными" ламповые усилители). Совершенствование предложенного метода (схемотехническое и технологическое) привело к появлению ряда других моделей - более дешевых, но вполне качественных. Из них следует отметить усилители Technics "SU-A600MK3" (без пульта дистанционного управления) и "SU-А700МКЗ", "SU-A800D", "SU-A900D" (с ДУ).

Источник: РАДИО N 5,1998

оригинал - _http://radio.mus-exchange.com/pub.php?pubid=68

Оконечный каскад УМЗЧ

Denis_K — Tue, 05 Mar 2013 15:00:30 GMT

В своих предыдущих конструкциях я использовал выходной каскад усилителя тока по схеме из [1] с режимом класса "А*" Со временем появилось желание сделать 2-полосный усилитель мощности с активным разделительным фильтром. А учитывая, что на верхних частотах особенно сильно проявляются переключательные искажения, желательно использовать режим класса "А", исключающий этот вид искажений. Но делать еще один усилитель с режимом "А” — очень громоздко и дорого. По сути, это два усилителя в одном.

В дайджесте "Радиохобби" [2] опубликована схема выходного каскада УМЗЧ с линейностью класса "А", но термостабильностью и экономичностью класса "АВ", разработанная Майком Ренардсоном Автору удалось совместить две идеи, ранее опубликованные в журнале "Радио". Во-первых, реализованную в схеме УМЗЧ Ю.Митрофанова [3], обеспечивающую отсутствие переключательных искажений при токе покоя, соответствующем режиму "АВ". Во-вторых, в схеме Л.Компаненко [4] с использованием операционного усилителя для стабилизации падения напряжения на резисторе в цепи эмиттера выходного транзистора, что обеспечивает стабильность тока покоя.

$CUT$

На этой основе и разработана схема выходного каскада УМЗЧ без общей отрицательной обратной связи На рис.1 приведена функциональная схема обратных связей, которые обеспечивают работу транзистора VT1 без отсечки (в режиме класса А ). В то же время, транзистор VT2 работает в обычном режиме (с отсечкой тока коллектора я течение запирающего полупериода входного напряжения). ОУ DA1 и VT1 образуют инвертор сигнала на эмиттере VT2, поэтому любая нелинейность нижнего плеча компенсируется высоколинейным верхним плечом. Кроме того, ОУ DA3 и VT2 обеспечивают стабилизацию тока покоя, задаваемую падением напряжения на резисторе RP1.

На рис.2 приведена полная схема выходного каскада УМЗЧ. Усиленный по напряжению входной сигнал подается через разделительный конденсатор СЗ и "антизвонный" резистор R6 на затвор истокового повторителя на VT1, рабочая точка которого поддерживается в режиме класса "А" генератором стабильною тока на транзисторах VT2 и VT3. В цепь истока включен резистор R10, задающий напряжение смещения на базах выходных транзисторов. С этого резистора сигнал поступает на неинвертирующие входы ОУ DA2.1 и DA2.2. Эти ОУ обеспечивают охват ООС переходов база-эмиттер выходных составных транзисторов VT4-VT6 и VT5-VT7. Учитывая, что быстродействие выходных транзисторов ниже, чем ОУ, введены корректирующие цепочки R18-C16 и R19-C17. ограничивающие полосу частот сигналов, подаваемых в базы транзисторов. Для обеспечения устойчивости выходного каскада снижено усиление ОУ и ограничена полоса частот введением цепочек R16-С12 и R17-C13. Экономичный режим работы выходного транзистора VT6 получается за счет соединения инвертирующего входа DA2.1 с эмиттерами транзисторов VT6, VT7 обоих плеч 2-тактного выходного каскада. Этим обеспечивается условие протекания тока покоя через VT6 даже в течение запирающего полупериода входного напряжения. Инвертирующий вход другого ОУ DA2.2 соединен с резистором R27 в цепи эмиттера VT7 и обеспечивает стабилизацию тока покоя выходных транзисторов.

Ток покоя выходных транзисторов V16 и V17 задается падением напряжения на резисторе R10, а ею регулировка осуществляется изменением тока через R10 резистором R9. Балансировка нуля ив выходе каскада обеспечивается интегратором на DA1 с подстроечным резистором R2. Источником питания DAT служит параметрический стабилизатор на стабилитронах VD3 и VD4. Диоды VD5. VD6 и стабилитрон VD7 обеспечивают защиту затвора полевою транзистора VT1 от пробоя при использовании высоковольтных усилителей напряжения на лампах или транзисторах [5]. Питание DA2 производится от параметрического стабилизатора на стабилитронах VD8, VD9, а следящее синхронное питание подается в общую точку стабилитронов с выхода истокового повторителя на VT1.

Усилитель размещен на плате, чертеж которой приведен на рис.3. В данной схеме принципиально использованы только отечественные комплектующие, хотя и нет никаких ограничений в замене их на импортные аналоги, за исключением DA2 (К157УД2), прямых аналогов у которой нет.

При отработке схемы в качестве VT6, VT7 использовались транзисторы КТ818Г. КТ819Г. Последующая замена их на импортные 2SA1302, 2SC3281 практически никак не сказалась на качестве звука. Выходные транзисторы VT4, VT6 и VT5. VT7 попарно устанавливаются на теплоотводы площадью около 300 см2 каждый.

Транзисторы VT1 и VT3 снабжены небольшими (около 5 см2) пластинчатыми теплооотводами из листового алюминия толщиной 2 мм. Резисторы, определяющие параметры ООС (R20...R23. R26. R27), должны быть с допуском 1% или подобраны с разбросом сопротивлений порядка 1%.

Настройка. Сначала устанавливают ноль на выходе УМЗЧ подстроечным резистором R2, а затем требуемый ток покоя выходных транзисторов с помощью R9. Более точно его можно установить, подав на вход 2-тональный синусоидальный сигнал с разностной частотой 1 кГц (например, 10 и 11 кГц или 19 и 20 кГц), а к выходу подключить маломощный (1-2 Вт) широкополосный динамик. При нулевом токе покоя (максимальном сопротивлении R9) ясно слышен разностный тон с частотой 1 кГц. С увеличением тока покоя он уменьшается до еле слышимого уровня. Если дальнейшее увеличение тока не приводит к снижению уровня звука, на этом настройку заканчивают.

Ток покоя выходных транзисторов VT6. VT7 практически не зависит от температуры их корпусов и лишь незначительно изменяется с прогревом транзисторов VT1 и VT3. А так как они имеют противоположные температурные зависимости коэффициента передачи тока и работают в режиме класса "А" с постоянным тепловыделением, то незначительное изменение напряжения на резисторе R10 происходит только во время прогрева и в дальнейшем не изменяется. Проведенные сравнения описываемого каскада с типичным для аппаратуры Hi-End 2-тактным выходным каскадом на полевых транзисторах из [6] и каскадом с режимом "А" [1] показали, что по качеству звука он ближе к "А+" и заметно превосходит каскад на полевых транзисторах, работающий в режиме "АВ". Предлагаемый выходной каскад совместно с транзисторным усилителем напряжения из (51 пригоден для воспроизведения музыки любых жанров благодаря малым вносимым изменениям в исходный звуковой сигнал.

Литература
1. А.Сырицо. Мощные усилители с режимом А. — Радио, 2002, №9, С.10.
2. М.Ренардсон. УМЗЧ с линейностью класса А. — Радиохобби. 1998. №3. С. 11.
3. Ю.Митрофанов. Экономичный режим А в усилителе мощности. — Радио. 1986. №5.
4. Л.Компаненко. УМЗЧ с автоматической стабилизацией тока покоя выходных каскадов. — Радио. 1988. №4.
5. А.Копысов. SRPP каскад. — Радиомир, 2007. N12. С.З.
6. Э.Винсек. Гибридный лампово-полевой УМЗЧ. — Радиохобби, 1988.

А.КОПЫСОВ,г.Нерехта Костромской обл.

оригинал статьи - _http://electroscheme.org/536-okonechnyjj-kaskad-umzch.html